Всё фигня.

Ах ну да, ведь ток базы очень мал, можно принебречь.

Может связь?

Это касается только данного случая, как я понял, т.к. у обычного источника - сидюка, звуковухи выходное сопротивление не индуктивное. И ещё - что значит конечное сопротивление. Ты неоднократно говорил, мол, сопротивление "...." весьма конечно.

По переменке база Q3 и эмитер Q4 соединены. Собственно по ним идёт переменный сигнал.

Да. При проектировании надо учитывать все нюансы.

Еще несколько слов по этой схеме усилителя. Для повышения усиления можно 'закоротить' R14 конденсатором, это вроде бы повысит усиление ... а так ли это? При установке конденсатора увеличится Ку этого каскада (на Q4), но упадет входное сопротивление этого каскада, что зашунтирует резистор R10. Как следствие, упадет усиление каскада на Q3. Т.е. ставить конденсатор бессмысленно?? ... нет, смысл в этом есть и именно для рассматриваемого усилителя магнитной головки! Я как-то упоминал о динамической емкости {из-за емкости CE транзистора}. "Динамическая" емкость из-за того, что номинал паразитного конденсатора надо умножать на Ку каскада на Q3. Нечто аналогичное было с резистором R5 при подсчете входного сопротивления, помнишь?
Т.е. вместо Ck (емкость коллектора) надо подставлять Ck*Ку. Обрати внимание, Ку, а не h21e. Т.е. чем больше усиление каскада, тем бОльше вред. Например, для Ck=10pF{с учетом емкости монтажа} и Ку = 100 инамическая емкость станет 1nF и совместно с индуктивностью магнитной головки может попасть в рабочую полосу частот усилителя. F=1/(6*корень(L*C))
Вред двоякий - резонанс может оказаться ниже максимальной рабочей частоты, что дико исказит АЧХ и дополнительный под'ем АЧХ может быть излишен. Впрочем, последнее легко убирается уменьшением входного сопротивленя резистором R9 (чтоб не пересчитывать всю схему).


Второй вариант схемы - усилитель 'сильного' сигнала.
Постановка задачи:
- надо усилить входной сигнал с неизвестным внутренним сопротивлением, не очень высоким.
- Vcc мало, 2 батареи. С учетом разряда(!!!) это составляет 1.25V*2=2.5V
Принимать 2 батареи = 3V принципиально ошибочно! Надо расчитывать для полусевшей батареи, иначе при чутьразряженной батареи усилитель выйдет из рабочего режима. Может и пустяк, но ЭТО ОБ ЭТОМ НАДО ПОМНИТЬ!
- ток потребления не очень значительный
- коэф-т усиления порядка 10
- входной сигнал -20db (100mV пиковое)
- нелинейные искажения .... поменьше
- сопротивление нагрузки 10KOm {положим}

Концепция меняется, выходной сигнал очень большой, до 1V пиковое при низком напряжении питания. Вообще говоря, вряд-ли вообще удастся сделать что-то приемлемое.
Поехали ....
1) напряжение на коллекторе Q4 пол питания, но Vcc мало и обязательно надо принимать во внимание напряжение насыщения CE Q4 и падение на резисторе R14. Напряжение насыщения обычных транзисторов при малом токе составляет порядка 0.4V, напряжение на R14 заранее известно = 0.6V или 0.4+0.6=1V.
Т.о., на R13 остается всего 2.5-1=1.5V. Вот и все, схема уже не может обеспечить необходимых параметров, максимальный размах выходного напряжения не может быть лучше +/-0.75V {1.5V/2}.
Хорошо, договариваемся о изменении технического задания с 1 до 0.75V.
Если такой возможности нет, то придется менять топологию схемы. В этой схеме ограничение наступает из-за организации смещения в базу Q3 через резистор R14.
Хорошо, ограничили выходной сигнал до 0.75V (больше нельзя физически!), что обязательно требует уменьшения общего коэф-та усиления, иначе будет ограничение при номинальном сигнале в 100mV. Для нашего случая надо умножить в 0.75 и нужный коэф-т усиления составит 10*0.75=7.5
Напряжение на R13 надо выбрать так, чтоб на нем падало половина выходного сигнала или 1.5V/2=0.75V {1.5V максимальное напряжение, значит надо ставить ПОЛОВИНУ}
Отсюда, соотношение R14 к R13 кратно соотношению напряжений на них или 0.6V к 0.75V. Как только будет известен ток или один из номиналов - легко посчитать другой.
Впрочем, нам известно сопротивление нагрузки = 10K, отсюда можно выбрать R13 как 1/10 сопротивления нагрузки {чтоб нагрузка меньше сказывалась на амплитуде выходного сигнала}. Впрочем, даже при таком раскладе макимальный выходной сигнал будет меньше на те-же 10% {сопротивление нагрузки шунтирует резистор R13}. Итак, выходное напряжение составит уже 0.68V; неубходимое усиление не 7.5, а 6.8 {аргументы приведены выше}.
Резистор R13 = 1K, значит R14 = R13*0.6V/0.75V = 0.8K К сожелению, очень сложно с допусками и поставить 'произвольный' резистор нельзя, приходится ставить из более точного ряда Е24 и это будет 820Om.
Кстати, ток коллектора Q4 = V{R14}/R14 = 0.6/820 = 0.73mA. Конечно, ток достаточно большой и возможно уточнение технического задания. Сделать меньше сложно, сопротивление нагрузки достаточно мало.
2) напряжение на коллекторе Q3 известно и составляет порядка 0.6V*2 или 1.2V
С другой стороны, ток коллектора Q3 не слишком меньше тока Q4, положим 4,
что даст 0.73/4=0.18mA
Отсюда R10 можно выбрать исходя из тока через него в 0.18mA и напряжения в 2.5V-1.2V=1.3V; R10 = 1.3V/0.18mA = 7.2K
По предыдущему расчету усилителя магнитной головки следовала необходимость 10% запаса или R10=6.8K. В данном случае не нужна очень высокая точность номиналов, ведь система обладает саморегулированием по постоянному току и 'лишек' выберется автоматически. Вот с выходными резисторами R13-R14 не так, они задают выходное напряжение и его обязательно нужно поддерживать точно {отсюда и точность соотношения номиналов}.
3) Резистор R11 с одной стороны, задает рабочую точку по постоянномутоку, с другой - задает усиление по переменному {совместно с Rt}.
Ку усилителя известно = 6.8, из этого Ку каскада на Q4 составляет (R13|Rn)/R14 {R13|Rn означает сопротивление параллельного включения R13 и нагрузки} Или, Ку Q4 = 0.91K/0.82K=1.109
Оставшееся усиление 6.8/1.109=6.13 надо получить с каскада на Q3.
Каскад на Q4 имеет входное сопротивление R14*h21e=82K и оно подключено параллельно R10. Это даст приведенное сопротивление R10'=R10|82K=6.8K|82K= 6.27K
Зная приведенное R10' и Ку Q3 можно знать сопротивление резистора в эмиттере. Т.к. сопротивление источника сигнала неизветно, но достаточно мало, пока гнусно проигнорирую падение сингала на входном сопротивлении усилителя.
Итак, R11+Rt = R10'/Ку{Q3} = 6.27K/6.13=1.02K
Из этого Rt = Ft/I=26mV/0.18mA=144Om; Отсюда R11=1.02-0.144=0.87
Т.к. я гнустно проигнорировал падение сигнала на входном сопротивлении усилителя, то R11 беру чуть меньше или 820Om. Усиление будет несколько больше и частично компенсирует падение из-за Ri.
4) Номинал резисторов R9 R12 считается аналогично предыдущей схеме, а их сумма {R9+R12} выбирается из падения на этих резисторах и тока базы Q3.
вообще говоря, не совсем честный расчет, но ... надоело
Ток базы Q3 = 1/h21e от коллектора или 1.8uA
Не жалко потерять 100mV, что говорит о V/I=0.1V/1.8uA=55KOm;
R9=47K, R12=10K
5) входное сопротивление усилителя будет параллельное соединение усилителя и R9 или (h21e*(R11+Rt))|R9 = 100K|47K=32K
Итог:
Схема работает от 2х батарей, имеет входное сопротивление 32K и Ку 6.8
Все? ... а вот и нет, теперь можно вернуться к второй части - источник возникноваения нелинейных искажений.
я несколько упрощу расчеты, важнее понятие процесса чем результат.
Возьмем максимальный сигнал и, допустим, не происходит ограничения ни в каком из узлов схемы (расчеты были не слишком дотошные).
Напряжение на базе Q3 меняется в интервале +/-100mV что, само собой, вызовет такие-же изменения на R11. Падение на R11 без вх. сигнала будет Ic*R11 или 0.18mA*0.82K=0.147V. При вх. сигнале это будет 0.147+/-0.1V{0.047.... 0.247V или 0.047/0.147 ... 0.247/0.147 = 0.007 .... 1.68 номинального тока}.
Эти изменения породят изменение тока коллектора, он так-же будет меняться в пределах 0.007 .... 1.68 номинального тока. Это породит изменение входного сопротивления усилителя {без учета R9} в 100K/0.007 .... 100K/1.68 или 14MOm...59.5K; C учетом R9 входное сопротивление будет меняться в меньших приеделах или 46.8K...26.2K. Сопротивление источника сигнала не известно, но если предположить его величину в 1K, то только из-за изменения входного сопротивления получим искажения выходного сигнала. При минимальном пиковом сигнале входное напряжение составит 100mV*46.8K/(46.8K+1K)=97.9mV. Для максимального пикового синала будет 100mV*26.2K/(26.2K+1K)=96.3mV. Или, мы уже получили 100%*(97.9-96.3)/97=1.6% нелинейных искажений.
Если сопротивление источника сигнала будет больше, то это число возрастет.
Т.о., обычные транзисторные усилители не подходят для усиления сигнала БОЛЬШОЙ АМПЛИТУДЫ. Я не показал влияние каскада на Q4, здесь происходят аналогичные процессы - при возрастании напряжения на коллекторе Q3 возрастает ток коллектора Q4, падает его входное сопротивление. Причем, большой номинал R14 не спасает, ведь и амплитуда сигнала на коллекторе Q3 большая {600mV}.
Вроде-бы, уменьшение напряжения на базе Q3 увеличивает входное сопротивление усилителя и это увеличивает сигнал в коллекторе, который _компенсируется_ падением входного сопротивления каскада на Q4 .... но полной компенсации не происходит и возникают нелинейные искажения.
Повторюсь - в усилителях на биполярных транзисторах нельзя допускать большого изменения тока коллектора, т.е. такие усилители можно применять ТОЛЬКО ДЛЯ МАЛЕНЬКОГО СИГНАЛА! Маленького не в абсолютной величине, а по отношению к напряжению источника питания (что и пытался я показать на этом примере). Если напряжение питания этого усилителя повысить в 10 раз, то никаких проблем не возникает.

ВОПРОСЫ?
надо _полностью_ разобрать все эти темы и я перейду к 'интегральной' схемотехнике. Давай разбираться с непонятным, возращаться не буду. Не разберешься в чем либо - потом аукнется..... тот материал сложнее.

Так разве сигнал с коллектора, а не с эмитера?

Я попробовал вместо 10К нагрузки требуемые 4ома и получил тоже примерно единицу. Это что значит, что можно спокойно и низкое врубать сопротивление на выход?
Да, входное сопротивление стоило наверное взять 30-50Ом, это же в данной ситуации "УМ", а выходное приближать к нулю? Хотя наверное просто схема не подходит. Вот я бы на выход взял два транзючка как эмитерные повторители, базы вместе чтобы класс В и эмитеры через резючки 0,5ом на выход, а предыдущий каскад, если он нужен, согласующий, хотя фиг знает, тогда погодим с подробностями.

Откуда 97 в знаменателе?

Как я понял из примера, обратная связь уменьшает нелинейные искажения, шунтируя входное сопротивление, т.е. глубокая ОС в транзисторных усилителях позволяет нивелировать такие колебания Ку.

Но везде именно такие усилители и делаются! Я конкретно про УМ. Это из-за глубокой ООС? Или все схемы только для предов, у которых обычно максимальный выходной сигнал не более 2в, а питание +-15в?

... Боже, как запущено ...
По переменному сигналу схема ОЭ, сигнал снимается с коллектора.
Ты ошибся. (R13|Rn)/R14 в твоем варианте будет (R13|4Om)/R14 или (R13|4Om)=1K|4Om=3.984Om,
что даст Ку каскада на Q4 в 3.984Om/R14=3.98Om/820Om=0.00485.
При подключении низкоомной нагрузки выходное напряжение падает прямо пропорционально. Обидно, что ты не совсем понл происходящее - в схеме с ОЭ транзистор 'не чуствует' выходное сопротивление {по переменному сигналу} и чем больше выходное сопротивление {и коллекторный резистор}, тем больше выходной сигнал {больше усиление}. Да, так можно, но при этом придется увеличивать ток каскада на Q4, ведь он работает усилитель класса "А".
Именно! Этот вариант полностью непригоден как усилитель на низкоомную нагрузку. Да и класс 'А' не очень экономно относится к источнику питания.
Так и надо, но обязательна обратная связь по напряжению. Дело в том, что эмиттерный повторитель на паре npn pnp не пропускают сигнал меньше +/-0.6V {напряжение BE} и без обратной связи, которая заставит скомпенсировать этот порог, на выходе будут одни искажения.
97 = среднее напряжение для малого сигнала или для большого сигнала мин-макс. Т.е. (97.9+96.3)/2
Ага. Чем меньше Кос и больше Ку, тем большая часть усиления тратится на стабилизацию свойств усилителя 'в целом'. Уменьшение входного сопротивления усилителя мелочь, обычно на входе ставят резистор. .... так и пришли к схеме классического инвертирующего усилителя.
Неа, там не делаются усилители с местными обратными связями, как в приведенных усилителях, а ставится общая обратная связь. Местная ОС очень помогает устранить чрезмерное усиление в локальных узлах, но не может устранить нелинейности узлов {она не очень глубокая} Да, глубокая общая ОС {точнее ООС - отрицательная обратная связь} выбирает нелинейности внутри охваченной цепи. Чем больше разница Кос и Ку, тем меньше сказываются нелинейности внутри охваченной цепи {усилителя} на общее прохожение сигнала.Потому и такое странное соотношение - сингал 2V, а питание 15V. {'почему' об'яснял ранее - максимальное соотношение тока будет не хуже 2 к 15 или 13%, что не так заметно}
В предварительном усилителе не хорошо ставить усилители класса AB и B из-за неизбежных искажений типа 'ступенька' {она возникает из-за того, что эмиттерный повторитель на npn pnp начинает пропускать сигнал только при амплитуде сигнала больше 0.6V=BE}

Вот об этом я и подумал. Надо бы В.

Да, точно, я посчитал и R14|Rn.

И ещё момент - в такой схеме на однополярном питании надо ставить кондёр перед нагрузкой чтобы фильтровать постоянку, да?

Вообще вроде как разобрались, можно драпать дальше.

понимание предыдущего на твоей совести

Узлы интегральной схемотехники. Часть 1 - дифференциальный усилитель.

#77

Для начала, придется вернуться назад и рассмотреть третий вариант включения транзистора - ОБ{общая база} (ранее рассмотрены 2 включения - ОЭ и ОК).
Вариант схемы ОБ собран на Q1. Особенность построения схемы в том, что сигнал подается в эмиттер, а не в базу, как было в ОЭ/ОК и снимается с коллектора. База потключается на некоторый потенциал. Схема ОБ является как-бы трансформатором тока, поясню ниже. Эта схема применяется для изолирования сигнала вход-выход или повышения рабочего напряжения.
Функция 'изоляции' очень широко применяется в радиочастотном диапозоне, ведь схема ОЭ обладает 'динамической' емкостью (рассмотрено ранее), а каскаде ОБ нет эффекта умножения емкости CE перехода.
Повышение рабочего напряжения может применяться в схемотехнике усилителей для подключения низковольтных интегральных ОУ в высоковольтные усилители.
Подробнее по ОБ.
На базе фиксируется некоторое напряжение, а сигнал подается в эмиттер через резистор R2. Тут так-же нельзя забывать о Rt.
Физика процесса заключается вот в чем - при изменении входного напряжения меняется ТОК через эмиттер, а ток эмиттера и коллектора почти равны (ведь ток базы в h21e меньше Ie), что вызывает однозначную реакцию тока коллектора. Условно говоря(предельно упростив), Ie=Ic. Раз ток меняется, то меняется и напряжение на коллекторном резисторе R1. Коэф-к усиления по напряжению составит R1/(R2+Rt). Очень похоже на схему ОЭ?
Вполне естественно, что вх-вых характеристики его будут отличаться от ОЭ:
Входное сопротивление = R2+Rt. В отличии от ОЭ - здесь h21e не фигурирует.
Выходное сопротивление = R1 (как в ОЭ)
Ку = R1/(R2+Rt) (как в ОЭ)
Вроде-бы, никаких преимуществ по сравнению с ОЭ, зачем надо? .... а давай посмотрим на емкость BC - она подключена между выходом и землей {по переменному сигналу база заземлена}. Т.е., не происходит умножение емкости на Ку.

Дифференциальный усилитель.
Как следует из приведенных ранее расчетов, простые транзисторные усилители не подходят для усиления большого сигнала. Зависимость Rt от тока транзистора вызывает нелинейность подобных схем. Правда, можно применить обратную связь по напряжению, рассмотренную на предыдущем рисунке, схема на Q2. Но однотранзисторный усилитель обладает маленьким Ку и выигрыш от введения обратной связи (выигрыш = Ку/Кос) будет не столь значительным.
Хорошо, но можно увеличить число ступеней усиления до введения общей ООС. При этом Ку будет очень большим и все нелинейности будут скомпенсированы. Конечно, если эти нелинейности не слишком большие, надо стремиться соблюдать линейность внутри усилителя при общей ООС.
К каскадам усиления дойдем позже, а пока надо остановиться на самом важном узле - схеме сравнения усиленного и образцового(исходного) сигнала.
Для однотранзисторного каскада на Q2 (предыдущий рисунок) точкой сравнения была база Q2. В ней происходило вычитание входного сигнала через Ri (его внутреннее сопротивление) с выходным напряжением через R5. Сигнал ошибки усиливался транзистором(база Q2) и подавался на выход(коллектор Q2). Можно применять такую схему и далее, но для того нужно обеспечивать дополнительное смещение в 0.6V в базе, что затруднительно (особенно в интегральном исполнении) и не термостабильно. Вышли по другому - ставится симметричная схема сравнения на двух транзисторах. Диф. усилитель нарисован на второй части рисунка и состоит из Q2 Q3 R3-5.
'Дифференциальный' усилитель он потому, что важно именно дифференциальное напряжение меду базами транзисторов. На моем примере база Q3 подключена к некоторому напряжению смещения, но она бывает подключена и к выходу усилителя через делитель - зависит от концепции усилителя.
Работа силителя идет так:
Входной сигнал усиливается Q2(точнее, усиливается разностный сигнал, по сравнении с напряжением на базе Q3) и подается в коллектор с инвертированием фазы.{как в обычном ОЭ}. Но это не все! В эмиттер Q2 подключен эмиттер Q3 (режим ОБ), что вызывает ток в его эмиттере, а это вызывает ток в коллекторе Q3. В результате, в коллекторе Q3 создается усиленный сигнал.(!) спрашивай!
При расчете Ку схемы на Q2 надо знать резистор в эмиттере .... а там две нагрузки - R4 и эмиттер Q3(!!). Предположим, что R4 большого номинала (зачастую его заменяют на источник тока), тогда выходит, что 'нагрузкой' эмиттера Q2 является только эмиттер другого транзистора. В обычном режиме {когда диф. усилитель находится в линейном режиме} ток этих транзисторов почти одинаков и можно сказать, что для подсчета Ку Q2 надо поставлять Rt*2 в качестве эмиттерного транзистора.
Или, Ку Q2 = R3/(2*Rt) Т.к. ток через резистор R4 делится транзисторами поровну (почти ) и Rt=Ft/Ie, то Ку Q2 = R3/(2*Ft*2/I{R4})
Если R4 достаточно низкоомно, то его надо подставлять в (2*Rt)|R4 {я упростил, формула сложнее}, что сильно испортит картину.
Теперь к Ку Q3. Его Ку определяется как R5/Ri, где Ri есть два 'эмиттерных сопротивления' Rt. Тогда Ку Q3 = R5/(2*Rt). Правда, очень похоже на Ку Q2?
Т.о., при большом сопротивлении R4{а лучше - замена его на источник тока} и равенстве номиналов R3 и R5 получается дифференциальный усилитель, усиливающий разность напряжений баз Q2 - Q3 и формирующий симметричный дифференциальный сигнал на выходе. Впрочем, дифференциальность выхода не всегда нужна, тогда соответствующий резистор R3 или R5 закорачивается.
Схема симметрична и куда подавать исходный сигнал Q2 или Q3 не важно.
Для понимания процесса немножко практики:
#77
Слева от синий черты дискретное исполнение, справа - условное, обобщенное изображение схемы. Небольшое отличие от предыдущей схемы есть - я применил двуполярное питание, так проще обеспечить рабочую точку в схеме, да и отпадет необходимость в разделительных конденсаторах. В таком виде схема будет работать от 0Hz.
Диф. каскад собран на тех-же Q2 Q3, а к его выходу подключен усилитель в ОЭ на pnp транзисторе Q4. Резистор R5 упрощен, ведь _дифференциальный_ выход не нужен.
Усиление сигнала по цепи коллектор Q2 - база Q4 - коллектор Q4 не должно вызвать затруднений, это описано ранее.
Новое - в делителе R6 R7.
Диф. усилитель сравнивает входное напряжение и напряжение на делителе R6 R7 и в случае несоответствия разностный сигнал усиливается Q2 Q4 до полной компенсации. Т.о., выходной сигнал равен входному сигналу умноженному на Кос.(точнее см. ниже) Кос = R6/R7.
Ку усилителя без ООС определяется Ку Q2 * Ку Q4 и весьма велико.
На упрощенной схеме справа этот делитель(R6 R7) вынесен отдельно и вовсе не случайно - именно он задает усиление всего усилителя {он задает общую обратную связь усилителя}.
Еще один важный момент - этот усилитель имеет ДВА входа:
- неинвертирующий = база Q2 {+}
- инвертирующий = база Q3 {-}
Инв/неинв определяется тем, инвертирует или нет этот вход сигнал при усилении на выход.
В приведенном примере сигнал подается на + вход, а обратная связь на -. {впрочем, ООС всегда подается на -}. При этом выходной сигнал имеет ту-же фазу, что и входной. {неинвертирующее включение}.
Можно было заземлить базу Q2, а сигнал подавать в нижний вывод R7 {оторвав его от земли, естественно}. При этом выходной сигнал будет иметь противоположную полярность по сравнению с входным. Физика процесса заключается в том, что раз база Q2 = gnd, то усилитель пытается поддерживать 0V и на базе Q3, что и вызывает усиление сигнала.
Коэф-т усиления для схем включения:
Инвертирующий = -R6/R7
Неинвертирующий = +(1+R6/R7)

Надо вернуться к вопросу о R4 и его 'вредоностном' действии.
#77
В этой схеме я явно выделил скрытые 'резисторы' Rt транзисторов Q2 Q3.
Если на базу Q2 подается напряжение, а база Q3 заземлена, то Ку Q2 будет R3/(Rt2+Rt3|R4), а Q3 R5/([R4/(Rt2+R4)]+Rt3). Т.е. на выходах совсем не одинаковый, дифференциальный сигнал. Чем меньше R4 по отношению к Rt, тем меньше взаимовлияние транзисторов Q2 и Q3 друг на друга (из-за делителя Rt2 R4 Rt3) и тем хуже работа диф. усилителя (меньше его усиление).
Другой момент - из-за резистора R4 помехи из источника -V проникают в выходной сигнал на резисторах R3 R5. Для уменьшения этого вредоностного действия R4 заменяют на источник тока - он задает ток в эмиттеры, столь необходимый этому диф. каскаду, но не задает 'резистора'. О источнике тока позже.
вопросы?

Это понял. И по предыдущему - там Q4 был в ОЭ, я не мог понять, почему выходной сигнал на коллекторе, а ОС с эмитера. Теперь ясно - на эмитере тоже есть сигнал.

А правильно ли будет сформулировать: выходное/входное, и не подойдёт ли такая формулировка к ОК, уж не помню, как там.

Но оно делилось через R5 - чем больше R5, тем больше деление, меньше вычитается, меньше ОС, больше Ку?

Есть только предположения по значению слова...

А в рабочих схемах напряжения на базах у них примерно равны?

Так что - Q2 инвертирует, Q3 не инвертирует? Т.е. если R3 и R5 соединены в одну точку, то сигнал исчезает? И ещё момент, сигнал в коллекторе Q3 порождает в h21e раз меньше сигнал в базе. через неё в одном усилке (к которому мы, наверное, через недельку прийдём...) протянута ООС на выход - сигнал вычитается из сигнала базы, что меняет сигнал на коллекторе, эмитере, тогда и на Q2 так вот и действует ООС.

Вот я и говорю - один Ку при условии равенства R3 и R5, только в противофазе.

Но если сигнал просачивается на базу Q3, то что, он там в h21e раз меньше чем усиленный, а на базе он в Ку раз меньше, чем усиленный, значит это разница в ку-h21e? Это перечит тому, что я раньше надумал. Неясно.

Аааааа! Так сигнал относительно базы инвертируется, там-то всё нормально.

Так на базе Q3 у нас усиленный сигнал, поделённый. т.е. разница в сигнале на входе и тут - появившиеся искажения. Так что, их мы чтоли усиливаем? Фигня какая-то, можно поподробнее, какой сигнал в какой точке дифкаскада.

В том самом усилке, про который я говорил, их целых два, а принцип работы такой-же как ты описал, только оброс мелочами, которые теперь почти совсем понятны.

Да, ты прав - надо было остановиться на этом нюансе.
Для ОК нет резистора в коллекторе, т.о. он не может усиливать _по_напряжению_, только по току. Грубо говоря, схемы включения делятся так:
ОК - усиливает только по току, его входное сопротивление много больше выходного.
ОБ - усиливает только по напряжению, ток входа и выхода одинаков. {а входное сопротивление мало}
ОЭ - что-то среднее между ними - может усиливать и по току и по напряжению.Зачастую входное и выходное сопротивление почти равны.
Ну да, Ку каскада {без резистора R5} большое, а введение R5 это усиление уменьшает. В моей терминологии Ку - коф-т усиления без общей цепи обратной связи. {локальная ОС остается через эмиттерный резистор}. Кос - коэф-т усиления по делителю ОС. Т.е. введение ОС через R5 задает Кос=R5/Ri. Чем бОльше R5, тем больше Кос и тем меньше она ограничивает принижает Ку {Ку - коэф-т усиления БЕЗ ОС}.
Это слово означает 'разностный', т.е. рабоа ведется не с самим сигналом, а с разностью по отношению с 'чем-то'. Для диф. усилителя это означает, что у него есть 2 входа и на его выходе формируется усиленный сигнал от разности напряжений между входами. Т.е., если и на одном и на втором входе есть одинаковое напряжение, то оно вычитаеся и не содержится в выходном сигнале. Впрочем, ничего идеального нет и для ОУ (операционных усилителей) есть такой параметр как 'степень подавления синфазного сигнала'.
Для приведенной схемы диф. усилителя степень подавления синфазного сигнала определяется номиналом R4. Чем он больше, тем лучше (усилитель меньше чуствует смещение обоих входов). Это еще одна причина почему R4 заменяют на источник тока.
Вообще говоря, это УПТ (усилитель постоянного тока) и все, что говорится о переменном сигнале относится и к режиму 'по постоянному току'. Диф. усилитель мовит любую разность между входами и ее усиливает. Т.е. "ДА". Условно говоря, можно поставить знак равенства между входами диф. усилителя, ведь в линейном {без насыщения} режиме напряжение в Ку/Кос меньше выходного напряжения усилителя. Если усиление порядка 1000 а выходное напряжение 10V, то между входами диф. усилителя будет 10V/1000=10mV. {заметь, что для приведенного усилителя Кос нельзя делать больше 10-100, иначе полезут нелинейные искажения}
Именно! Выходной сигнал тоже дифференциальный {и, естественно, противофазный}
Не совсем так. Диф. усилитель сравнивает напряжения между двумя своими входами и пытается их скомпенсировать {когда дифкаскад входит в усилитель с ООС}. Т.е. при малейшем несоответствии между входами последует такая коррекция на выходе, чтоб эту разницу устранить. Например, если R6 закоротить, то на выходе усилителя будет точно такой-же сигнал, что и на входе усилителя. Ну а если R6 на 0Om, то выходное напряжение будет больше в R6/R7 раз.
Нелинейные искажения, которые вносит усилитель, вносят изменения в сигнал после диф. усилителя и эти искажения на выходе поступают на диф. усилитель и _компенсируются диф. усилителем. "Фенька" в том, что в образцовом сигнале нет этих искажений, а диф каскад сравнивает с образцовым ..... а раз этого сигнала {искажений} нет, то сравнение сразу потребует устранения их в вЫходном сигнале. наверно путано, но, надеюсь, понятно
Степень уменьшения вносимых искажений все та-же, Ку/Кос.
вопросы?

Ещё разок про инверсность/неинверсность - на базу Q2 подаём сигнал, на коллекторе и эмитере имеем инвертированный сигнал. А Q3 тоже инвертирует, и получаем первичную фазу, т.е. таким образом на выходе получаем с одного инверсный сигнал, с другого неинверсный, они складываются и остаётся только разница. Т.к. Q3 инвертирует, то эта разница противофазна искажению на выходе, только размах другой, который определяется глубиной ООС и есть глубина компенсации искажений, и короче они складываются и часть искажения компенсируется. Как пить дать не понятно чего я понаписал, только скажи, правда ли то, что Q3 тоже инвертирует, если да, то всё ясно.

Там входным сопротивлением и не пахло... Ну ладно, уже разобрался.
Вот это я и понял - тогда глубина Кос=Ку, соответственно все искажения полностью компенсируются!... как и усиление сигнала!...

Ладно, давай еще раз попробуем ...
Для разнообразия, с конкретными цифрами.
Допустим, резистор R4 удалось выкинуть и заменить на источник тока 2mA. Так проще цифры.
Напряжение питания +/-10V.
Сопротивления в коллекторах 1K. (не важно)
База Q3 соединена на землю, на базу Q2 подаем +1mV.
Step1 - какие Rt?
Rt = 26mV/1mA=26Om. Здесь стоит 1mA а не 2 потому, что в 'спокойном' режиме ток равномерно делится между обоими транзисторами.
Step2 - на сколько возрастет ток эмиттера/коллектора Q2?
Ток возрастет на 'приращение входного напряжения'/(2*Rt) или +1mV/(2*26Om)=+0.02mA
Step3 - на стколько уменьшится ток Q3?
- на те-же 0.02mA
Step4 - какое напряжение на коллекторах ДО подачи напряжения?
+10V - 1KOm*1mA = +9V
Step5 - какое напряжение станет ПОСЛЕ подачи +1mV на вход?
VcQ2 = +10V - 1KOm*(1mA + 0.02mA) = +8.98V
VcQ3 = +10V - 1KOm*(1mA - 0.02mA) = +9.02V
Т.о., среднее напряжение на выходах не изменилось (+9V), а на каждом выходе изенилось на одну и ту-же величину 0.02V. При подаче + сигнала на базу Q2 напряжение в его коллекторе уменьшилось, а в коллекторе Q3 увеличилось.


Ну да, только .... искажения никогда не могут компенсироваться. (кстати и Кос=Ку не верна)
При Кос=1 {а это минимальный коэф-т усиления для неинвертирующего включения} нелинейные искажения будут минимальны, ведь на их устранение будет направлен весь Ку. (грубо говоря, при этом искажения будут ослаблены в Ку раз)

Добавлено спустя 1 час, 19 минут, 36 секунд:
ну ладно, пока ты обдумываешь диф усилитель поеду дальше .... там проще

Биполярный транзистор очень лохо усиливает напряжение, ведь он по природе 'токовый' прибор. Хорошо, значит надо пытаться усиливать ток....
В 'интегральной' схемотехнике очень широко применяются элементы 'источник тока' и 'токовое зеркало'. О них и пойдет речь.

#77

Здесь 2 схемы: первая на Q1 и какая-то 'странная' на Q2 Q3.
По первой схеме - вроде-бы это обычный ОЭ, только на базу транзистора подается постоянное напряжение без какого-либо полезного сигнала. По особенностям режима ОЭ следует, что транзистор почти не 'чуствует' изменение коллекторного сопротивления до тех пор, пока напряжение коллектора не станет меньше напряжения на базе {т.е. пока не войдет в режим насыщения}. Или, ток коллектора не зависит от сопротивления резистора нагрузки.
Если говорить строго, то такая зависимость есть, но при большом h21e ею можно принебречь, если не делаюся суперэкзотические схемные решения на микротоках.
Раз ток коллектора не зависит от его напряжения, то можно сказать, что эта схема является источником тока{далее ИТ}. Величина этого тока определяется все по формуле (V1-Vbe)/(R2+Rt)
Vbe нечто новое в формулах - это напряжение be перехода и составляет порядка 0.6V. Оно зависит от множества факторов - температуры, 'ширины' транзистора и прочих ... О 'ширине' будет чуть позже.
Можно ли убрать R2 вовсе? ... конечно можно, но тогда ток ИТ будет определяться только Rt, а, с учетом непредсказуемости Vbe, результат станет плохо предсказуемым - при изменении V1 совсем чуть-чуть ток ИТ будет меняться очень сильно, да и зависимость от температуры явно прослеживается.
Вот было-бы здорово сделать такой V1, чтоб он менялся от внешних факторов так-же, как и наш транзистор Q1.... Хм, а что мешает поставить второй точно такой-же транзистор в диодном включении??? Раз транзисторы одинаковые и находятся рядом (т.е. температура у них одинакова), то и получаем тот самый 'идеальный' V1.
Такая схема и изображена на транзисторах Q2 Q3.
Пока положим, что R4=R6=0, чтоб не мешались.
Транзисторы одинаковые, напряжения на базах и эмиттерах одинаковые, значит и токи коллекторов должны быть одинаковыми! Так и есть.
Возможно, возникнет проблема с токами Q2, но там все просто - раз база и коллектор транзистора замкнуты, то ток базы = 1/h21e коллектора.
С другой стороны, этот ток базы создает какое-то напряжение на базе. Раз транзисторы одинаковые и базы их соединены, то это напряжение создает точно такой-же ток базы Q3, что было у Q2. (еще раз - транзисторы одинаковые)
Хорошо, токи баз одинаковы, h21e одинаков - отсюда следует, что и токи коллекторов одинаковы! Так и есть - это схема токового зеркала. Почему именно зеркала? Ток через резистор R3 и R5 одинакова, но 'направление' тока меняется. Если R3 задает ток в транзистор Q2, то ток в R5 создает Q3. Т.е. идет зеркальное отражение тока.
В интегральном исполнении очень часто применяется 'умножение' тока в последующем каскаде (может быть и уменьшение, не важно). В самом деле, если _параллельно_ Q3 включить ДВА транзистора, то то-же напряжение, которое создал Q2 подастся на два транзистора и они вызовут тот-же ток через R5{что и одинарный транзистор}? но транзисторов два и ток удвоится. Интегральная технология именно так и делает - наращиванием кол-ва однотипных транзисторов. Впрочем, обычно не делают дискретных транзисторов, а увеличивают ширину транзистора (как-бы вытягивают его). В интегральной схемотехнике трудно получить фиксированные, заданные параметры элементов, но очень легко их сделать одинаковыми для микросхемы. Этот случай идеально подходит для ИТ и токового зеркала - абсолютно не важно напряжение на базах Q2 Q3, важно одинаковость характеристик транзисторов .... а это-то и выполняется.
Применительно к дискретной схемотехнике {а о ней и речь} все гораздо гнустнее, нельзя говорить о одинаковости транзисторов даже в одной партии. Да, их параметры близки, но, например, отличие в напряжениях Vbe всего в 10mV выховет уход тока в ~2 раза (это коррелируется с Ft=26mV).
Для устранения неодинаковости транзистров в их эмиттеры обязательно надо ставить резисторы. Их номинал надо считать так, чтоб на них {этих резисторах} падало напряжение много больше Ft {26mV}, тогда неидеальность транзисторов не будет волновать. В зависимости от схемы можно 'пожертвовать' 0.1-1V.
О 'ширине' транзисторов .... дело в том, что только самые маломощные транзисторы состоят из одного транзистора. Более мощные транзисторы это микросхемы из сотен-тысяч транзисторов, включенных параллельно. Так делается специально, ведь маленький транзистор обладает значительну лучшими характеристиками, чем один большой. Но и тут нельзя добиться 100%-ой одинаковости по кристаллу. В результате часть транзисторов начинает работать в режиме перегрузки, а часть в ненагруженном режиме. Очень хорошо это видно по мощным транзисторам одного 'семейства' - при переходе от КТ815 к КТ817 все параметры удваиваются с почти прежним h21e, а КТ819 уже 'все'.
Применительно к схеме токового зеркала, если в качестве Q2 поставить КТ815, а Q3 поставить КТ817 {в 2 раза 'шире'}, то на выходе ток удвоится. {конечно, если нет R4 R6}.
Т.о., если есть желание увеличить ток в следующей ступени токового зеркала, то надо поставить Q3 'шире' {не обязательно при большом падении на R4 R6} и пропорционально изменить соотношение резисторов R4 к R6.
Например, если надо удвоить ток, то номинал резистора R6 должен быть в 2 раза меньше R4.
вопросы?

С дифкаскадами всё ясно. Разобрался.

Падение на резисторе/сопротивление резистора... Закон Ома

Угу - маленько меняется на базе, в h21e раз больше на коллекторе.

Как же их определять по ширине? Два одинаковых имеют одну ширину гарантированно, или в одном десяток транзисторов не заработал, а в другом вся сотня, и ширина разная?

В два раза больше ток - в два раза больше падение на резисторе одного номинала. Ну и умный он, этот Ом.
Вообщем-то вопросов больше нет, всегда бы так легко и с песней.

Следующий шаг - 'будем рассуждать'.
пора начинать учиться плавать

#77

Здесь 2 варианта одного и того-же усилителя, но первый выполнен по упрощенной схеме, а второй - с применением ИТ и токового зеркала.
Я поставил номиналы всех резисторов кроме одного - R3. Пожалуйста, посчитай его. Все данные взять из схемы, h21e = обычные 100. (подсказка - h21e почти и не потребуется)
Если догадаешься, в чем недостаток, то тебе проще будет с вторым вариантом схемы на Q5-Q10.

Пояснения по второй схеме.
Все тоже самое, только нижний резистор задания тока R4 заменен на ИТ. ИТ с тем-же током в 2mA собран на Q8 R11, напряжение на базе стабилизируется zener'ом. Т.к. нет нужды экономить напряжение в этом ИТ {напряжение на эмиттерах Q6 Q7 мало отличается от gnd, максимум на 1-2V} и я пожертвовал 1/2 питания - так проще и качественнее параметры ИТ.... да и zener на бОльшее напряжение лучше. {zener 3.3V - гадость!}
Вместо резисторов нагрузки диф. усилителя стоит токовое зеркало. На работу диф. ус-ля это не скажется {он же создает ТОК}, а вот согласование с базой Q10 сделать проще. Я вовсе не зря просил посчитать R3 в левой схеме!

Вроде, я нарисовал сложную схему, но она вовсе не сложна.

От 'синтетики' переходим к реальным схемам!
Например, LM358 выглядит так:
#77
Впрочем, и здесь нет ничего сложного.
Пояснения:
- 'Current regulator' это ИТ, ток указан. Если интересует, могу 'восстанивить' полную схему LM358 .... только там будет порядка 25 транзисторов.
- Q1 и Q6 эмиттерные повторители. Их задача - уменьшить входной ток.
Кроме того, наличие этих транзисторов позволяет усиливать входное напряжение на уровне gnd и даже чуть меньше {до -0.3V}
- Q10 - защита от перегрузки. Как только на резисторе упадет больше 0.6V, то он откроется и ....

Задание:
1) посчитать номинал R3 в первой схеме.
2) примерно прикинуть коэф-т усиления диф. усилителя в точке подключения базы Q10 без Q10 {сам Q10 считать отключенным, базу 'оборвать'}
Т.е. только диф. усилитель.
3) постарайся описать приведенную схему LM358. Понимаю, что много - можешь не очень углубляться в расчеты. Важно понимание.

По твоим результатам я _до_опишу схему и поясню непонятное.

R3 у нас влияет на Ку каскада и равен выходному сопротивлению каскада. В входное сопротивление следующего каскада равно RtQ4 и очень мало из-за его большого тока. Если предположить, что на выходе ноль (а вроде так и должно быть, просто без этого мне зацепиться незачто), то ток оконечника = 10/2200ом= 4,5ма. Его Rt=0,6ом (мог запутаться).
Кос=10, на базе Q3 должен быть ноль, падение на R4 9,4в, ток тогда 2ма, делим между двумя транзистрами и получаем 1ма для Q2. Ещё нужен Ку для этого каскада. Чего брать понятия не имею. Например Ку взять = 100, мы заинтересованы снизить выходное сопротивление каскада, а чем больше Ку, тем больше R3, фигово.
Вообщем тогда приходим к тому, что Ку=R3/(4Ft/I), R3=100/(4Ft/I), 100/(10.4/0.001) Чего-то фигня получается, хотя и так гарантированно не верно. Вообщем R3=0.01ом, хорошо бы так...

Вроде R10/Rt=220/2,6=85.

НННеет, спасибо...

Ну вот не понимаю, они как делители чтоли? Почему, потому, что нету 0,6в между базой и эмитером?

И шунтирует выходники.

После дифкаскада с источником тока и токовым зеркалом для той-же цели что и в предыдушей картинке, эмитерный повторитель непонятно для чего, предположительно для согласовки (по чему?) и за ним усилительный каскад на Q8-Q9, через эти три транзистора протянута частотно-зависимая АЧХ. Выходной каскад в режиме Б т.к. смещение между базами отсутствует... Но и без сигнала через базу бежит ток, задаваемый ИТ, так значит он*h21e и через выход бежит? Тогда А, ещё не всё ясно с этими классами. тАк и на выходе ИТ, нафиг они там?

А, наверное это просто как развязка чтобы там резисторов не ставить и не проникали помехи... тогда всё ясно и класс Б... Всё равно ведь если упрощать, то там резисторы бы стояли, они бы создавали падение и соответственно ток если смотреть по постоянными режимам, ясно. Так же можно, наверное, рассматривать ИТ в эмитере Q7, а вот в коллекторе резистора нету, что-то такое в начале было... Если резистор в коллекторе мал, то мало выходное сопротивление и усиление, это использовалось как согласовка в том рыбьем скелете, а здесь его вообще нет...

Если честно, 'все плохо'.
Давай решать, какой материал надо повторять, расширять.
Мое впечатление по твоим ответам - 'все плохо'.

Нет, ты взялся не с того конца, значит не понял принципа работы устройства.
Диф. каскад формирует половинный ток в обоих выходах с некоторой переменной составляющей _тока_. Вообще говоря, диф. каскад напоминает делитель тока. Если перейти к сравнениям, то можно сказать, что в него вливается река (ток в эмиттеры) и выливается 2 рукава. Какая часть потока пойдет в какой рукав определяется разделительным рулем (напряжение между базами диф.каскада). Т.е. кол-во воды постоянно, перераспределяется ее кол-во между выходами.
Твои расчеты вх-вых. сопротивления здесь 'совсем не при чем'.
Логика расчета должна быть примерно такой:
- ток базы Q3 в 'нормальном' состоянии должен быть маленьким, много меньше тока эмиттера диф.каскада. (вопрос - ПОЧЕМУ? Это не так просто, подумай)
- в 'нормальном' состоянии ток коллекторов дифкаскада одинаков и равен току R4 / 2.
- значит, на резисторе R3 надо погасить избыточный ток коллектора транзистора диф.каскада. Ток известен, напряжение --- примерно тоже {0.6V}
- вот и выбрали номинал R3.
Короче, вопрос о R3 остается в силе.

Ой!
Скажи, какое место ты не понял - принцип токового зеркала и ИТ или дифкаскад? Твой ответ 'ну совсем'.
П О Д У М А Й.
Если что-то не понял - мне не трудно попробовать раз'яснить.

По внутренней схеме LM358 я поторопился, вернусь к ней после 'понимания' токового зеркала и ИТ.

Пожалуйста, не говори 'я не понял'. Эта фраза означает 'я сдался'! Старайся найти ответ, даже если он будет неправильный. Иногда схема анализируется итерационно, за несколько приемов.

Честно - когда я писал, несмотря на то, что долго думал и ломал голову, уже предвидел этот ответ.
Коллекторный ток R3 - 1ма, это ясно. Ага, теперь понял - падение определено переходом выходного транзистора, сопротивление - 0,6/0.001=600ом. Так что же, Ку такого каскада, как и впрочем любого другого - величина лишь "вытекающая" из данной топологии.

Как ни странно - с более сложными дифкаскадами всё встаёт на свои места, чего не скажешь о токовом зеркале.
Так вот в том усилке совковом на базе (V+)-(2Vbe), а на коллекторе 0,6в, что как-то не вяжется со сказанным
Отсюда чем больше R2, тем больше стабильность тока.

Ясно, что ток эмитера определяется Rt и переходом, ток эмитера равен сумме тока базы и коллектора, если бы они не были замкнуты, то как положено ток коллектора в h21e больше тока базы, но если они замкнуты? Хотя, кажется, понимаю – тут в принципе не фигурирует понятие тока проводника, есть ток _базы_ и ток _коллектора_. Это я понял, читая про Агеева.

Ещё бы немножечко поподробнее про токовое зеркало, оно для усиления по току применяется?

ну так .... может не стоил писать 'а бы как', а спросить?
Отсюда можешь посчитать Ку дифкаскада, он будет _не_очень_большим_. Вряд-ли это 'хорошая вещь'. Да нее, вяжется. Не отвлекайся, и так с темой не разобрались.
Ну да, потому падение на эмиттерном резисторе выбирают 'побольше', но чтоб не вредил - он пределяет минимальное напряжение на коллекторе и особенно увлекаться не стоит. Вообще говоря, схема строится на 'компромисах'.
Судя по вопросу - ту не 'в'ехал'. Жаль, важный момент.
По пунктам, может так будет понятнее?
1) ИТ есть обычный каскад ОЭ без какого-то ни было входного сигнала. Т.е. он стабилизирует ток. Выходное сопротивление определяется как соотношение приращение_напряжения/приращение_тока. Т.к. ИТ дает постоянный ток, то приращение напряжения {из-за изменения характера нагрузки} деленное на 0 {ток не изменится} дает _большое_ сопротивление. Т.о., ИТ дает ток, но не вносит сопротивления.
2) Для работы ИТ ему на базу надо подать некоторое напряжение.
Поробую идти 'от выхода'.
Например, для задания выходно тока Ic нужен Ib = Ic/h21e.
С другой стороны, Ib получается при некотором напряжении Vb {которое зависит от множества параметров, например температура}.
Положим применяются одинаковые транзисторы.
3) Берем второй, точно такой-же транзистор и соединяем их базы. При напряжении Vb {см. выше} через их базы будет течь одинаковый ток Ib.
4) Возьмем и замкнем BC у нового транзистора и в эту точку подадим внешний ток. Так ....
- напряжение на базах одинаково = Vb
- токи Ib одинаковы
- h21e одинаковы
- вывод - токи коллекторов ОДИНАКОВЫ! Ic = Ib * h21e
Отсюда выходит - мы подали внешний ток в точку соединения коллектор + 2 базы, он разделился на Ic + Ib +Ib. {пока токами баз можно пренебреч} и это вызвало выходной ток ИТ. Т.е, токовое зеркало выполняет функцию _токового_зеркала_ - инвертирование направления тока.

Я не понял, разобрался ты с вторым вопросом {потерялась мысль при цитировании}, так что 'на твоей совести'. Очень рекомендую сказать 'я не понял', если так и есть - очень важный материал!
Ку дифкаскада определяется как сопротивление_нагрузки/(2*Rt)
Для левой схемы это будет R3/(2*Rt); для правой (??)/(2*Rt) - т.е. не определяемо. В нагрузке стоит ИТ, а его сопротивление бесконечно (почти).
Т.о, Ку 'ненагруженного' дифкаскада равно бесконечности. Т.е. дифкаскад в подобном исполнении {и нагрузкой = токовое зеркало} имеет бесконечное усиление по напряжению и можно говорить только о его усилении по току. Вот ток имеет вполне конечную величину и он поддается расчетам. понимаешь ращницу?.... в том числе и в подходе к проблеме?
Вывод - подобная схема {а она типична для интегрального исполнения} имеет свойство ---- Ку дифкаскада определяется входным сопротивлением следующего каскада и чем входное сопротивление больше, тем больше и Ку. Именно потому после дифкаскада зачастую ставят не ОЭ, а ОК.
Если понятно - попробуй описать приведенную структуру LM358. Если 'сложности' - спрашивай.

Так вот я и подумал, что здесь тоже камень преткновения.

Ты спрашиваешь, что непонятно, а мне на самом деле куда проще на пальцах пересчитать что понятно...


Вот не понимаю фразы инвертирование направления тока. Вроде как направление тока зависит от напряжения. Положительное - в одну, отрицательное - другую... Или имеется в виду то, что ток предыдущего каскада определяет ток баз зеркала, а ток на выходе зеркала уже не изменяется под действием следующего каскада, т.е. нагрузки зеркала? Тогда не нужно согласовывать по входному/выходному напряжению.

Т.е. чем ближе реальное изменение тока к нулю, тем ближе к бесконечности сопротивление. А чем больше это сопротивление, тем меньше какой-либо шунтирующий эффект?

Т.е. такое решение позволяет компенсировать все неконртолируемые изменения, т.е. он на выходе выдаёт тот же самый, но стабильный ток?

Нет, разницу не понимаю. Дифкаскад усиливает по напряжению, Ку его найти известно как, если в нагрузке токовое зеркало с бесконечным сопротивлением, то и Ку бесконечный, а вот про ток ты не слова не обронил. И что же тогда ограничивает его безграничный Ку?
И как конкретно определяется?

Добавлено спустя 19 минут, 21 секунду:
Ну с дифкаскадом и зеркалом всё понятно по письменам сверху, далее с схеме ОК - его входное сопротивление определяется переходом Rt (ИТ, как я понял, ничего не вносит) и есть 26мв/6uа=4200ом. Ку - мизерный, около 1. У следующего тоже, он просто уменьшает выходное сопротивление в h21e раз. У следующего входное сопротивление составляет 26mv/100ua=260ом; 260*h21e ом. Выходное наверное опять же бесконечное. Выходники в классе В, каждый на свою полуволну. Один составной включен эмитер в базу, у него огромный h21e.

Ты сам себе усложняешь жизнь. Еще бы вспомнил, в какую сторону течет ток, а в какую электроны.
Для приведенного примера на Q2 Q3 источником тока является резистор R3 с + питания(читай - ток идет с верха вниз). Этот ток вызывает возникновения тока из gnd + Q3 в R5. Т.е. ток R3 управляет выходным током Q3. Направление тока (откуда ток течет, его источник) инвертируется --- исходный ток шел из +V, выходной течет в gnd.
Условно, резистор R3 можно заменить на ИТ, ведь он делает только одно --- задает ток из питания в наше токовое зеркало.
Я упростил структуру, может будет понятнее?
#77
Диод с надписью Q2 - это транзистор в доидном включении (замыкание BC эквивалентно превращению транзистора в диод).
На этом 'измерительном' "диоде" формируется напряжение и оно управляет током источника тока G1 (схема на Q3 и резисторе R6). {перейду на аналогию к механике} Обрати внимание - хоть стрелки в обоих источниках тока направлены 'вниз', но 'усилие' {куда тащат} различается - исходный ток I1 {ток через резистор R3} 'тащит' наверх, в питание. А второй ИТ, выходной, 'придавливает' вниз, в gnd.
вопросы?
это да.
да. На веричину выходного сопротивления ИТ влияет эмиттерный резистор, но 'как' - не буду приводить формулу, ты никогда ею не воспользуешься. ... считай 'много'.
В первом приближении - никто. Ку = сопротивление_нагрузки/(2*Rt). "Сопротивление_нагрузки" в данном случае = выходному сопротивлению ИТ. Вопрос - чему равно выходное сопротивление ИТ?
Я же сказал неоднократно ... ... в пределах одного поста несколько раз одну фразу - перебор уже.
Ку определяется Rвыхода/(2*Rt). Rвыхода -- это входное сопротивление _следующего_ каскада. Вопрос - ЧТО является 'следующим каскадом' для дифкаскада и какое его сопротивление по переменному току? (примерно)

Фишка - то, что ты написал после цитаты всё понятно, но твой "упрощённый" рисунок труднее для понимания, чем исходный. Одну только полезную вещь извлёк - используется транзистор, а не диод в целях достижения одинаковости техпроцесса и характеристик.

Ах ну да - нагрузка этого каскада и есть входное сопротивление следующего. Извилина за извилину заплетается...

Хороший вопрос. баальшое.

Да, а вот это интересно, чему равно входное.
R4+R6+2Rt?

В схеме на Q5-Q10 таких резисторов нет, о чем речь?