Да я про схему в общем виде. Здесь тогда R10 и R12.

Ууууууууууууууууу ....................................................................................
Перенесу рисунок на эту страницу.
#77
Рассматриваем правую схему.
Новые поправки в схему:
- все транзисторы полностью идентичные
- резистор R10 = R12 = 0 {0 Om}
Вариант 1:
- транзистор Q10 не подключен (выпаян)
Вопрос: сколько будет Ку дифкаскада в коллекторе Q6?
Вариант 2:
- транзистор Q10 подключен.
Вопрос: (тот же) чему будет равен Ку дифкаскада в коллекторе Q6?
Маленькая подсказка - напряжения проставлены, напряжение на выходе 'out' = 0V
как понимаешь, твой ответ _принципиально_ неверен(я очень мягко выразился). Если я приведу расчет, то ты опять не поймешь. Так что .... вопросы? - спрашивай!!!

Основной вопрос - никак не могу понять, чему же равно входное сопротивление токового зеркала? Бесконечность, как и выходное?

Входное сопротивление ТЗ/2Rt. Хотя нет - цепь ООС разорвана, хотя нет, вроде как раз это верно, а если Q10 подключен, то (ТЗ/Rt)/Кос.
На R11 у нас падает 5в, ток источника - 2ма, токи Ic транзисторов дифкаскада по 1ма, Rt=26mv/2ma=13ом.
Кос=10к/1к=10.
Осталось только узнать входное сопротивление. Не ну оно как раз должно быть бесконечным, раз мы говорим о бесконечном усилении дифкаскада? И выходное бесконечное? Вот это мне нужно чётко и ясно услышать без распространений, чтобы запомнить. Но тогда я не знаю, как ограничивается это дело входным сопротивлением каскада на Q10, которое равно 10/2200=4ма, Rt=26mv/4ma=6,5ом. Хожу по кругу, значит что-то упустил. Надеюсь, небольшое распространиение на тему входного сопротивления ТЗ поможет...

И ещё - расскажи, что может зенер в принципе. Здесь он, как я понимаю, выставляет напряжение на базе. Каков смысл использовать его, а не простой резистор (т.е. получился бы резистивный делитель)? По моим соображениям он способствует чистоте выходного тока, не давая проникать помехам в базу Q8.

Ты помнишь, я приводил упрощенную схему и там на входе стоит диод. Какое входное сопротивление 'диода'? Rt
А вот и нет, чтобы запомнить - надо ввести самому. IMXO
Логика должна была быть такой: {я говорил о Ку дифкаскада, а не _всего_ усилителя, значит ОС не замкнута и Кос здесь не_при_чем.}
1) Транзистор Q6 работает в ОЭ {или в ОБ для вторичного входа, не важно} и его выход (коллектор) имеет выходное сопротивление (вписать).
Т.е. он (вписать - 'не ограничивает' или 'ограничивает до ***KOm') выходное сопротивление этого каскада.
2) в эту точку подключен выход ИТ {токового зеркала}. Выходное сопротивление ИТ (вписать).
3) так-же, в эту точку подключена база транзистора Q10. Для первого вопроса нужны данные _БЕЗ_ Q10 и этот параметр пока игнорируем.
В результате, ответ на первый вопрос будет таким:
Ку определяется как R'/(2*Rt),
где R' = параллельное соединение всех сопротивлений по пунктам 1) и 2)
Если в пунктах 1) и 2) вписаны параметры, то не составит труда оценить {или посчитать} выходное сопротивление и Ку дифкаскада.
4) Второй вопрос требует учета входного сопротивления транзистора Q10.
Это сопротивление считается ... (вписать) и равно (поставить число).
Это сопротивление подключается параллельно выходному сопротивлению дифкаскада по п 3), т.о. полное 'сопротивление нагрузки' дифкаскада будет составлять параллельное соединение трех резисторов:
- выходного сопротивления Q6
- выходного сопротивления ИТ на Q5
- входного сопротивления следующего каскада на Q10
и составит ...
Формула вычисления параллельного сопротивления 3х резисторов:
1/R' = (1/R1) + (1/R2) + (1/R3)
Итак, это сопротивление составит (вписать).
Итого, Ку дифкаскада с учетом подключения последующего каскада составит R'/(2*Rt) = (вписать)

Нууу ... во-первых, я не понимаю термин "ТЗ", его нет на схеме.
Есть конкретная схема и обсуждаем именно ее.
Как считать входное сопротивление рассматривали очень давно и, судя по твоим вычислениям, ты все понял. Единственно, что небыло в 'явном' виде, так это расчет тока коллектора Q10 .... но ты и так правильно его посчитал {только не округляй так грубо, там 4.5mA}
Кто такой стабилитрон?
Стабилитрон - это элемент, который работает как пороговый элемент типа 'диод'. У него есть 3 основных параметра:
- пороговое напряжение
- дифференциальное сопротивление (не оммическое!!!)
- термокоэф-т.
Если упростить, то zener = н'-ное количество диодов в прамом направлении.
Если напряжение ниже порогового, то тока через стабилитрон нет, если V больше, то возникает ток. Естественно, певышение Vпорог на 1mV не может вызывать 10000А тока. Т.е. zener характеризуется диф. сопротивлением - степень приращения тока при приращении напряжении на нем. Чтоб было понятнее, ближайший аналог диф. сопротивления стабилитрона - это Rt в транзисторе (у них схожая физика).
Подробнее о стабилитроне почитай у Alexx'а.
Стабилитрон используется в несколько другом режиме - на него подается ток, а стабилитрон пытается поддерживать напряжение неизменным.
см. выше. В источнике питания всегда есть помехи, а стабилитрон будет поддерживать напряжение на 'себе' постоянным, что вызовет постоянное напряжение на базе Q8 {по отношению к нижнему выводу R11}, что, в свою очередь, гарантирует стабильный ток в дифкаскад. Раз ток стабилен и не зависит от колебаний источника питания -V, то и помехи из него не будут проходить {точнее - сильно ослабляться}
Ну да.

ТЗ - токовое зеркало. Так вот это входное сопротивление ТЗ. А оно равно, наверное, сопротивлению этого диода + сопротивлению резистора, который мы исключили, тогда только Rt, и он равен 26/1=26ом. Дальше идти нет смысла, пока не удостоверюсь. Во всяком случае вроде как если выходное сопр. одного каскада = входному другого, то коэфф. передачи единица, от него зависит только Ку. Но Rin=26ом точно не правильно...

Да, ещё разок посмотрю змею, всё позабыл, но вот именно ТЗ мы не касались...

Koral99, я разложил 'по пунктам' - попробуй подумать и вписать нужные значения
Сокращение ТЗ - хорошо, принято.
Если это вопрос, то - входное сопротивление ТЗ не имеет особого смысла, оно почти 0 {точнее Rt}.
ТЗ тем и характеризуется, что в него втекает ток и он в ответ на это создает такой-же ток вытекающий ток. Т.е. делает зеркало ---- вошел ток I, вышел -I.
Сопротивление входа здесь не при чем.

Ээээ нееееее! Я рассматриваю 'технологии', а не их каждое локальное применение. Сие бессмысленно.
Ты раздели ИТ (в данном случае ТЗ) и следующий каскад! Вот транзистор в ОЭ рассмотрен подробно. (разве нет? )

Нет, ещё больше запутался с выходным сопротивлением дифкаскада. Оно равно нагрузка каскада/2Rt, но ведь нагрузка каскада есть ТЗ? Или нам забыть про ТЗ вообще потому, что он просто пропускает ток, имеет входное сопротивление почти ноль и выходное почти бесконечность? Тогда там вообще ничего нет, каскад не нагруженный, усиление не ограничено. Так?

Слушай, откуда такая страсть к приклеиванию резисторов? Схема _вначале_ анализируется логически, и уж затем арифметически.
и ....ни о чем забывать нельзя ну да, последние три слова правильные. Ку=R'/(2Rt) Раз R'=бесконечности, то и Ку равно тому-же.
Теперь, тебя не затруднит вписать ответы в http://forums.overclockers.ru/viewtopic ... 697#919697 'Рассуждения' при вписывании всячески приветствуются. Есть вопросы - спрашивай!

Почти бесконечность. У нас вместо резистора в коллекторе выходное сопротивление ТЗ, оно "почти бесконечность". "Почти" от неидеальности условий.
Не ограничивает. Ку=эта самая почти бесконечность||ещё одной почти бесконечности/2Rt, получаем опять почти бесконечность.

почти бесконечность...


Равно Rt, Rt=26mv/4,5ma=5,(7),
Фффсё, понял. Теперь уже нагрузка есть 3 сопротивления паралелльно, тогда и получается что нагрузка=те самые 5,7. Тут и считать не надо, только подумать.

Ну и Ку тогда 5,7/52=0.1 Навряд-ли это хорошая весч , или голова моя липовая

с первыми двумя ты справился, остался третий вопрос. Вопрос вычисления входного сопротивления каскада ОЭ уже рассматривался. Если надо, я могу повторить .... но это будет неправильно, вопрос весьма подробно расписан --- прочти предыдущий материал

И правдо голова липовая - забыл h21e, пусть он 100, тогда 570/52=11.

сорри, был в оффлайне по приговору за огромные счета, возможны дальнейшие перебои, но я буду сопротивляться

Ну вот, теперь ты видишь, как важно сопротивление следующего какскада для большого усиления дифкаскада. Если входное сопротивление следующего каскада будет большим, то и отпадет необходимость в лишних стадиях усиления. (лишние ступени усиления - лишние искажения).
Так что .... может попробуешь вернуться к схеме LM358? #77 и попробуешь ее описать только без 'незнаю' - думай, все нужные данные уже есть
Есть вопросы - спрашивай.
Подскажу - вначале раздели схему на каскады с типами ОЭ ОК ИТ ТЗ, дальше проще.
Напомню, термин 'Current regulator' - это ИТ.
и .... если есть проблемы - ты рассуждай, так проще. Только опускай слово 'незнаю'

ЗначитЪ так. Коэффициент усиления дифкаскада равен параллельному соединениию двух бесконечных сопротивлений и входного сопротивления каскада ОК=100*(26/6)=4,3/100=430 в числителе и 2Rt=8,6 в знаменателе=50. Ку ОК около единицы, выходное сопротивление бесконечность/100=бесконечность. По всей видимости этот каскад только для ограничения Ку дифкаскада. Только тогда зачем же следующий? Или деление сопротивления на 10000 уже даёт его заметное снижение из-за "почти" бесконечности?
Ку каскада ОЭ на Q9 тоже, по всей видимости бесконечен, т.к. бесконечно сопротивление ИТ, который, в свою очередь, выставляет ток покоя. Ку Q9 ограничивается выходным каскадом. Вопрос: как считать входное сопротивление двухфазного каскада? Я думаю, параллельное включение произведения Rt Q11 и Q12 с Rt Q13, и всё это на h21e. Ну и выходное не клеится по обычным формулам для ОК, если выходное Q9 бесконечно, или как раз наоборот, если вместо резистора в нагрузке ИТ, то выходное равно нулю?

Да. Надо было сказать, что это Q7.
Маладца! Может на 6000 поделишь? Там написано 6uA, а не 6mA. И вообще, в интегральных схемах не часто встретаются токи в 'mA'. Буть внимателнен - ошибка на 3 порядка.
Формально ты прав, но ... как и в пердыдущем случае с связкой дифкаскад-ТЗ, здесь надо и логически подумать. Ку дифусилителя лимитируется входным сопротивлением Q7 ... но _что_ является выходом дифкаскада?
Если вдуматься и вспомнить слова типа 'источник тока', 'токовое зеркало', 'выход имеет бесконечное сопротивление' ....
Не заметил, что там постоянно фигурирует слово ток? Т.е. дифкаскад на выходе дает ток, который усиливается каскадом Q7. Именно ток, Q7 не усиливает напряжение. Да и зачем его усиливать, если сам дифкаскад с ТЗ и так хорошо усиливает _напряжение_, а ему важно только очень высокое входное сопротивление следующего каскада. Это понятно?

Скорее наоборот - для повышения Ку.
это какой? Указывай номера транзисторов, иначе будет 'как сейчас'.
Хорошо, давай учтем и следующий параметр - Q9 имеет _конечное_ входное сопротивление. Если НЕ поставить Q7-Q8 (схема то будет работать?) - какое будет Ку дифкаскада? Можно не считать - ты на ток коллектора Q9 посмотри ....
Впрочем, вариант без Q7-Q8 на дискаскаде мы только-что рассматривали, http://images.people.overclockers.ru/13608.gif
Между Q7 и Q9 стоит Q8 как ОК, цель та-же, что и у Q7.
Оценил нужность промежуточного буферного каскада? только честно - если не понял, НАДО разбираться!
Именно.
Прости, а чем он отличается от однофазного? Считается точно так-же.
Лихо ты! Тебе бы шашкой махать.
Q11 это ОК. Его нагрузкой является вход Q12. Оставим пока его в стороне.
Q12 это ОК, нагрузкой является внешнее сопротивление нагрузки. Положим, это 500Om. Отсюда его входное сопротивление составит порядка 0.5К*30=15К. (выходные транзисторы силовые и их параметры хуже, запомни)
Теперь известно сопротивление нагрузки Q11 и можно посчитать его входное сопротивление. Оно будет порядка 15К*100=1.5М
Ну вот, теперь можно посчитать Ку транзистора Q9.
Oops ... не все так хорошо - забыли про вторую часть выходного каскада - Q13.
Его входное сопротивление считается аналогично, т.е. 500Om *30 = 1.5K
Выходит, что Ку усилителя LM358 неодинаков для + и - фазы сигнала. Это фатально для обычного усилителя, но этот усилитель имеет большой Ку (хоть и несимметричный) и при не сумашедшем Кос его параметры автоматически скомпенсируются. полный Ку усилителя я не считал - если хочешь, можешь 'прикинуть'
После расчетов по переменному сигналу обязательно надо просчитать по 'постоянному току'. Т.е. правильность токовых режимов.
ИТ в коллекторе Q9 задает максимальный ток базы Q11, а он, в свою очередь, максимальный ток в нагрузке. Этот ток вначале усиливается Q11 (каскад ОК), затем Q12 (каскад ОК) с соответвтвующим h21e в 100 и 30. Итого, 100*30=3000 усиление тока. Если ИТ в клекторе Q9 дает 0.1mA, то на выходе LM358 в + можно выдать ток 0.1mA*3000=0.3A. Вроде бы много? Ан нет - надо заложить 2-3 кратный запас по разбросу параметров h21e и ИТ. Так что - надо ориентироваться на 0.1A до цепи ограничения тока на транзисторе Q10. Интересно, что защита по току действует только в + составляющую и не в -. Почему так? ... видимо, не боятся замыканий на +V
Для отрицательной полуволны, или втекающий ток, величина тока определяется током базы Q8 {а это ИТ на 6uA} * на h21e , потом * h21e {Q9}, потом * h21e выходного транзистора Q13.
Или: 6uA*100*100*30=1.8A. Мда ....
Вывод - если подключить выход LM358 на +V, то он может сгореть.
Правда, таких токов на выходе никогда не будет. Может встречал - h21e зависит от тока коллектора. Когда ток очень большой, то h21e сильно падает.

Теперь мелкие, но очень полезные наблюдения по внутренней схеме:
Составные транзисторы в дифкаскаде не очень нужны, ток эмиттеров не так уж и велик. Нет, их цель другая - обеспечить работу усилителя при 0V на входе. Это делается для того, чтоб можно было усиливать сигнал с уровнем 0V без смещений. Крайне полезное свойство для различных датчиков!
Это происходит вот потому, что малосгнальные транзисторы могут работать при напряжение коллектор-эмиттер до 0.2V. Напомню, обычное напряжение BE порядка 0.6V. Эмиттерный повторитель на Q1 смещает уровень входного напряжения на 0.6V и способен это делать до тех пор, пока CE не уменьшится до 0.2V или 0.6-0.2=0.4V. Т.е. его база может опуститься ниже уровня земли до -0.4V и транзистор будет работать нормально!
Q6 аналогично.
Хорошо, 0.2V на базе Q2 означает его работоспособность с напряжением коллектора до 0.2 + (0.6-0.2) = 0.6V если не понял - спрашивай. Тут _просто_, надо лишь подумать и поприкладывать BE=0.6V, CEmin=0.2V
Раз на выходе дифкаскада напряжение до 0.6V, то последующий каскад не имеет права ограничивать это напряжение.
Если убрать Q7, то минимальное напряжение составит 2*BE=2*0.6V=1.2V
1.2 много больше нужных 0.6 и тут очень кстати подойдет Q7? который сдвинет уровень на 0.6V и на входе каскада Q8-Q9 будет нужное 1.2V.
Суммирую:
дифкаскад может дать уровень выходного сигнала до +0.6V.
Q7 сдвигает этот уровень на 0.6V и он составит 1.2V, которых как раз хватает каскаду Q8-Q9. Подобное построение позволяет работать с уровнем до -0.4V без специального сточника питания -V. Очень ценно!
Как-то измерял этот параметр у реального LM358 - действительно, до -0.45-0.55V работает нормально, потом насыщается.
Так что - у Q7 задача не в усилении.

Выходное сопротивление подобного усилителя не имеет смысла, ведь без Кос никто его включать не собирается. Но ... ты прав, без ООС выходное сопротивление подобных усилителей очень велико. Правда, смысла от этого мало, ведь без ООС усилитель кидается в + или - питания и насыщается.

По ИТ на выходе усилителя - я обязательно вернусь к этому когда буду рассматривать выходные каскады. и это будет завтра, если ты понял этот материал. Только честно!

Надо думать, коллектор Q4. На нём всё суммируется и получается разностный сигнал. Хотя с другой стороны есть предположение, что это коллектор Q2, хотя нет, навряд-ли.

Ах ну да, ведь это по напряжению Ку меньше единицы, а по току все h21e.

Да, тут ошибочка, это входное сопротивление 430000ом, вот видно же, что что-то не так.

Да

Да Q8, но ты уже сам всё разжевал.

Да, его входное сопртивление чуть ли не в 20раз меньше.

Он усиливает по току, по всей видимости снижает выходное сопротивление всех предыдущих каскадов. Скажи, чем меньше выходное сопротивление каскада, или напротив, больше входное следующего, тем меньше коэффициент передачи, но и нелинейные искажения, да?

Сначала говоришь, что точно также, а только потом, что на куждую пролуволну своё. Хотя и самому догадатся можно было...

А Rt тут пренебрегается из-за его мизерности вследствие большого тока.

Интересно, почему так проблематично разместить ещё один транзистор. Место на кристалле не хватило...

Что-то типа девятизначного числа. Уж очень им ОК нравятся.

вопрос только один - до 0,2 означает если меньше, то не работает?
Вроде всё понятно, но вот если бы была схема с расставлеными режимами, процесс "дохождения" был бы в три раза быстрее.

"И то и другое и можно без хлеба"(Винни Пух). В точке соединения коллектор Q4 - коллектор Q5 происходит вычитание выходных токов транзисторов Q2 и Q4 (вычитание потому, что ТЗ инвертирует полярность тока Q2). Если вспомнить, что на выходах Q4 и Q2 формируется дифференциальный выход +А и -А, то в выходной точке будет +А -(-А) = +2А {знак определяется используемым входом - это или база Q2 или база Q4}
Еслиб ты вначале анализировал схему, а только потом считал - эта ошибка и не возникла бы. Так что - вначале подумай без калькулятора...
на твоей совести.
Я не хочу считать - но ... там будет на 3-4 порядка меньше, а не в 20 раз. Смотри внимательнее.
Между ними стоят два каскада ОК, они увеличивают сопротивление в h21e * h21e раз. Сам понимаешь, это много больше 20-и.
А если вспомнить, что Ку зависит от этого самого сопротивления почти линейно, то разница весьма 'чуствительна'.
В первом приближении это несвязанные параметры. (более точно можно сказать только по _конкретной_ схеме. Для данной - нет никакой связи R и Кг)
{Кг сокращение, коэф-т гармоник}
Скорее - он должен плюсоваться к сопротивлению выходной нагрузки. Но ... она гарантированно больше Rt. (ну сам посуди - Rt считается из 26mV, а выходное напряжение 'вольты')
Дело не в кристалле или транзисторе. Если посмотреть вимательно, можешь сам догадаться ...
Этот операционник строился для 'умения' работать с уровнями сигнала 'почти 0V'. Раз так, то и выходной каскад должен стараться работать так-же, близко к 0V. А защита требует обязательного резистора ... т.е. уровни, близкие к 0V при втекающем токе получить очень сложно.
Впрочем ...... скорее всего, они решили задачу параметрически - параметры выходного pnp транзистора подобраны так, чтоб при большом токе его h21e круто падал. В интегральной схемотехнике всегда можно нарезать транзистор нужной площади.
Типа того.
Наступает насыщение, открывается 'паразитный' pn диод в база-коллектор и ток коллектора начинает забирать ток из базы. Ну, ситуация аналогична 'диодному' включению транзистора.
На самом деле, все режимы расставлены - там указаны токи ИТ, остальное и не требуется. Впрочем .... ты всегда можешь нарисовать свою схему.
принимаются предложения по вариантам реализации выходных каскадов, я же очень долго не мониторю современное усилителестроение. - в ЛС

Ранее были рассмотрены обычные транзисторные усилители, некоторые элементы 'интегральных' усилителей. Теперь третья часть - выходной каскад усилителя.
Для интегралной, слаботочной схемотехники это не особенно большая проблема, ведь его параметры можно подобрать в любых соотношениях и произвольным количеством деталей. Увы, дискретные решения не так разнообразны.
Рассматриваться будут варианты и решения выходного каскада применительно к низкочастотному усилителю достаточно большой мощности класса А и B.
Импульсные усилители класса C D будут позже если будут .
Итак ....
При проектировании выходного каскада УМ ЗЧ {усилителя мощности звуковой частоты} нажо учитывать его специфику:
- нагрузкой является механическая система с высокой инерционностью
- нагрузка меняет свои параметры как 'во времени', так и 'от уровня сигнала'. Кроме того, есть зависимость параметров нагрузки от спектра сигнала. Например, если есть удары онизких частот и тон на средней частоте, то из-за кратковременных прогревов катушки от НЧ сигнала, на средних частотах будет меняться характеристики. Т.е. будет АМ / ЧМ модуляция.
Этой модуляции изначально небыло в выходном сигнале - т.е. усилитель должен их подавлять, что ложится на выходной каскад.
- из-за механической природы нагрузки (его действие - противодействие, резонансы), в некоторых случаях ток нагрузки может в 2 раза превышать номинальный (такой, какой будет при замене динамика чисто оммическим сопротивлением). Это условие, т.е. половинное сопротивление нагрузки, надо учитывать при проектировании выходного каскада.
- динамик подлючается к усилителю проводами и, в некоторых случаях, его длина может быть весьма протяженной. Это порождает лишнюю емкость и индуктивность. 'Паразитное' сопротивление проводов не особо интересно, ведь оно не нагружает усилитель. Индуктивность проводов весьма неприятна, а вот емкость может составить большую величину и его учитывать придется! Для борьбы с этим злом на выходе усилителя надо ставить соответствующий фильтр.
- выходной каскад работает при большом напряжении (20...70V) и токах, что иногда исключает применение интегральных усилителей. Да и не всякий транзистор будет нормально работать при 70V.
- выходной усилитель должен работать значительно выше слышимого диапозона, ведь в сигнале есть субгармоники, да и для компенсации Кг на высших частотах.
- крайне важна симметрия выходного напряжения и сохранность симметрии при ограничении выходного тока. Если этого не выполнить, то возникнут четные гармоники, которые значительно заметнее нечетных. Бороться с нечетными гармониками относительно просто, потому на этот аспект нужно обратить внимание при проектировании. Самый простой вариант - делать симметричный выходной каскад. Например - в приведенной ранее LM358 выходной каскад не симметричен.
- выходной каскад формирует двуполярное выходное напряжение.
- ....
Ранее рассмотрена внутренняя структура LM358, ее технологические решения очень распространены и я буду оперировать схожими схемными решениями (т.е. никаких ультралинейных усилителей или усилителей с несколькими несвязанными источниками питания не будет)

Вначале о классах усилителя. Они классифицируются по характеру переноса тока из БП в нагрузку (на выход).
Класс A
Этот режим характеризуется тем, что из БП потребляется постоянный ток и этот не зависит от выходного тока в нагрузку.
В усилителях применяется только синусоидальное напряжение (или их комбинация), это может позволить посчитать максимальный КПД такого усилителя.
Выходное напряжение в 0.7 раз меньше максимального (пикового), что дает 0.5 по мощности. Т.е. максимальный КПД 50%. Но ... музыка имеет пикфактор и 'среднее' напряжение всегда много меньше максимального. Т.о. 'средний' КПД усилителя значительно уменьшится, ведь из БП всегда потребляется ток.
Для пикфактор = 3 средняя мощность уменьшится в 10 раз от максимального и КПД составит 5%. При расчене не учитывалась нелинейность характеристик динамиков.
Класс B
Особенность его в том, что выходные каскады подключены как-бы последовательно с нагрузкой и регулирование выходного напряжения осуществляется изменением этого последовательного сопротивления. Условно говоря, в классе А регулирующий элемент ставится параллельно нагрузке, чем и вызывается постоянство тока из БП.
Как следствие, в классе B при отсутствии сигнала потребление из БП отсутствует. Т.о. у такого усилителя выше КПД.
Но из-за смены параметров при переходе выходного напряжения через 0V возникают весьма существенные проблемы с Кг.
Для современных усилителей этот режим не применяется, очень сильный Кг.
Класс AB
И у класса А и у класса B есть достоинства и недостатки. Можно их совместить, обеспечив класс А для маленького сигнала и класс B для сильного - так можно получить меньший Кг и сохранить КПД класса B.
Класс C, D
Попытка увеличить КПД вызывает применение этих классов. Суть их в том, что вместо формирования выходного напряжения разной амплитуды, на выходе создаются импульсы всего напряжения питания БП, но разной длительности. Раз выходные транзисторы работают в ключевом режиме, то они не греются и КПД усилителя очень высок. Причем, высок для любого уровня громкости. Увы, Кг подобного решения слишком велик и подобные решения применяют или в усилителях с батарейным питанием (КПД важнее качества) или при очень-очень большой мощности и только самых низких частот. Высокие частоты усиливать подобным образом не удастся, ведь возникает куча гармоник (не страшно) и субгармоник(очень страшно) в спектре сигнала от взаимодействия сигнала и частоты работы импульсной части.

Условно говоря, здесь изображены типовые включения выходных каскадов класса А B и AB
#77

Класс A:
Собран на каскаде ОЭ Q2 и источника тока на Q1 и других элементах. Схема ИТ расмотрена ранее, потому на ней нет нужды останавливаться.
ИТ применяется потому, что:
а) необходимо обеспечить постоянство тока из БП
б) если заменить ИТ на резистор, то ИМЕННО ОН будет ограничивать выходное напряжение в +. (он же включен последовательно с нагрузкой в +БП)
Схема ОЭ рассмотрена и, надеюсь, особых вопросов не возникнет. Все, что ранее говорилось о схеме ОЭ относится и к этой схеме. Т.е. при изменении тока коллектора Q2 его парамтры (как усилительного элемента) будут меняться и появятся нелинейные искажения, причем четные гармоники (из-за несимметрии усилителя). Решается введением общей и достаточно глубокой ООС.
Если заменить биполярный транзистор Q2 на лампу или полевой транзистор с встроенным каналом (JFET) {советский транзистор типа КП904}, то линейность будет очень хорошей, как и Кг разного типа (в том числе и такие неприятные, как интермодуляционные).

Класс B:
Собран на двойном эмиттерном повторителе. Схема типовая, различается только кол-вом каскадов. На выходе подключен странный резистор R' - о нем ниже.
Вроде-бы обычная схема и причин ее не применять нет, но ....
Если посмотреть внимательно, то можно заметить, что на выходе будет хоть какое-то напряжение только в том случае, если между базой и эмиттером будет напряжение больше 0.6V. Это принципиально важный момент!
Т.е., если нужно сформировать на выходе 10V, на вход надо подать 10+0.6V=10.6V. Если нужно обеспечить выходное напряжение 1V, то придется 1+0.6=1.6V. При еще меньшем выходном сигнале нужное напряжение почти не изменяеся и не становится меньше тех самых 0.6V. Тут могут возникнуть Кг типа 'ступенька' (при маленьком сигнале на входе - на выходе сигнал отсутствует!)
Сразу возникает мысль - а в чем проблема? .... сделаем усилитель с большим Ку и малым Кос, тогда он сам подавит все искажения.
Для компенсации потель BE выходного каскада нужно подать бОльшый сигнал на его вход, т.е. потратить на это некоторое усиление (раз выходной каскад проглатывает часть сигнала). Можно оценить это нужное усиление:
Для Vout=10V на вход надо подать 10+0.6=10.6V или нужный Ку=10.6/10 ~1
для Vout=1V на вход надо подать 1+0.6=1.6V или нужный Ку=1.6/1=1.6
для Vout=0.1V на вход надо подать 0.1+0.6=0.7V или нужный Ку=0.7/0.1=7
...
для Vout=1mV на вход надо подать 1mV+0.6V=~0.6V или нужный Ку=0.6/1mV=0.6/0.001 = 600
Т.о., только для компенсации искажений этого каскада надо тратить приведенное выше Ку. Только для этого.
Важный момент - этот нужный Ку меняется нелинейно, а все нелинейное в усилителе всегда порождает искажения. Причем, с ростом частоты сигнала Ку всего усилителя неизбежно падает (Ку надо снижать от частоты для достижения устойчивости, отсутствия возбуждения). Т.о., при повышении частоты Кг усилителя неизбежно будет рости.
Как следует из приведенного примера, Кг очень чуствительно к амплитуде сигнала и особо влияет для маленького сигнала. Т.е., еслиб можно было перевести этот каскад в режим А только для маленького сигнала, то это здорово облегчила жизнь и снизило требования к Ку.
Иногда применяется такой способ - на выход усилителя подключается некоторый постоянный ток из + или - БП. В моем примере это резистор между - и выходом. Это заставляет течь ток через транзистор Q3 даже при отсутствии сигнала на вход-выходе. Т.е. этот каскад превращается в класс А для маленького выходного сигнала. Причем, нижний транзистор Q4 как-бы отключается. При бОльшев выходном напряжении (точнее - выходном токе), этот резистор не может обеспечить ток в нагрузку (ток в '-' выходного напряжения формирует этот резистор, а в '+' --- Q3) и уже включается в работу транзистор Q4. посмотри внимательно, эта схема очень напоминает узел на Q1-Q2, только ИТ вместо резистора
Ранее рассматривали LM358, так вот - выходной ИТ на 50uA и выполняет аналогичную функцию, уменьшает искажения типа 'ступенька'.

Класс AB:
Этот каскад собран на все том-же двойном встречном эмиттерном повторителе Q5 Q6. Вроде-бы отличие от предыдущего узла класса B нет? ... да, их нет кроме одного пустячка - вредоностным этого каскада является напряжение BE и для его устранения формируется такое напряжение V1. Я нарисовал источник, но, реально, никто батареек в схему не ставит - это напряжение формируется специальными цепями из БП.
Сразу виден недостаток - напряжеие BE транзистора зависит от его температуры и коррекция этого источника обязателна. Причем, точная компенсация и во всем диапозоне температур. И ... хочется подчеркнуть, компенсация должна быть и временная. Если громкость изменилась резко, то транзистор нагреется очень быстро - это потребует такойже быстроты (тепловой инерции) схемы компенсации. Зло усугубляется тем, что при прогреве BE уменьшается (-2mV/градус) и при сохранении прежнего V1 транзистор будет давать бОльший ток. Т.е. при прогреве усилителя возможны динамические изменения параметров, что крайне негативно скажется на качестве сигнала.
Другой пример - транзистор быстро остыл (резко уменьшилась громкость), а схема компенсации еще не успела с'реагировать. Вроде-бы, это не страшно, ведь ток не увеличится .... да, он не увеличится, а уменьшиться. Т.е. усилитель перейдет в класс В 'со всеми вытекающими'. Т.е. появятся динамические нелинейные искажения. Очень гадостная вещь, ведь тесты на постоянной нагрузке с осциллографом ничего не покажут, а звучание будет испорчено.
Особенность восприятия звука в том, что очень (ОЧЕНЬ!) важна именно динамика сигнала, его изменение. Короче, звук станет 'жестким'.
Очень 'не рекомендую' выходные каскады такого типа. Все компенсации должны быть параметрическими. Например, случай компенсации уже был нами рассмотрен - в той-же LM358 транзистор Q7 параметрически компенсировал напряжение BE транзистора Q8. В результате, напряжение на базе Q9 было равно напряжению на базе Q7 (почти). Причем, это равенство сохраняется для всех токов, напряжений и температур.
В следующе части будут конкретные реализации, вопросы по написанному

По классу А всё понятно.

Почему? Тут надо расставить точки над I с переходами. Как я понимаю, напряжение база-эмитер падает или возрастает в зависимости от направленности, т.е. у NPN база-эмитер падение, у PNP наоборот, или как. А то если это правда, то просто на выходе будет смещение относительно входа, а если напряжение не зависит от направленности перехода и на картинке не хватает резисторов в эмитерах, то тогда при подаче сигнала амплитудой 0,6в+1мв на выходе от него ничего не останется, кроме маленьких верхушек по 1мв в обе стороны, какой тогда вообще сигнал? Вот бы посмотреть, как сигнал выглядит в разных точках, или хотя бы посидеть с карандашом и бумажкой - уникальный инструмент. И ещё уточнить - сигнал должен быть _амплитудой_ больше 0,6в, т.е. размахом больше 1,2в?

По АВ - как я понимаю, смещение в базах вызывает постоянный ток через базы, что вызывает в свою очередь постоянный ток через выходную цепочку, пока сигнал не превышает этот ток усилитель в классе А? Так вопрос - разве базовое смещение есть один способ организации класса АВ?
Вот эта мера разве не переход в класс АВ?

И по схеме класса А - она отличается от других тем, что однотактная. Возможен ли класс АВ в данной схемотехнике? Т.е. можно ли сделать ток ИТ небольшим? Хотя нет, не возможно. Тогда могут ли быть однотактные АВ?

И ещё вопрос по практической реализации - в той схемке, о которой речь последнее время однополярное питание видимо для того, чтобы с минуса питания не шли помехи, иначе какой толк в ИТ, так можно ли сделать двухполярное и собственно два ИТ? и отказаться от конденсаторов на выходе. Если да, хотя пока есть сомнение по этому поводу, хотя нет, вроде даже можно, то как будет распределятся выделение тепла? Почти ничего на выходном, всё на ИТ? Это вроде как хорошо, сразу расширяется выбор выходника, только вот сомнение в том, что коли я дурак такой умный, то чего же "профессионалы" до этого не додумались, нет, так нельзя. Попробую схемку нарисовать, может пойму что не так. Ты бы рассказал немножко о полевиках, а то по ним я ноль.

Добавлено спустя 25 минут, 36 секунд:
Вот маленькая прикидочка, не знаю, как и чем обвязывать полевик.
#77
Надо думать, на нём будет рассеиваться падение напряжения между каналами, что в выходной цепи (сток и исток предположительно), а вроде вообще нет зависимости как у биполярников по напряжению, т.е. можно поставить разницу ноль и будет греться только из-за тока утечки. А входное сопротивление такого каскада почти ноль? Т.е. как там надо ставить резистор, чем больше, тем меньше Ку? Не ну всё равно не может всё быть так прекрасно-распрекрасно, жду опровергающего ответа. (тихо и шёпотом - а полевик по напряжению ловко усиливает и отличие от биполярника?).

Да, 'без проблем'. Реальные транзисторы, Ку усилителя (на схеме элемент E1) = 1000.
1mV
#77
10mV
#77
100mV
#77
1V
#77
Комментарии нужны?
(да) Наверно, ты хотел сказать - при малом сигнале, т.е. таком, пока ток в нагрузку меньше 'фонового' тока в выходных транзисторах. Как только ток в нагрузке превысит фоновый ток, схема _плавно_ перейдет в режим B. Кстати, я приводил 'среднюю' схему класса B с 'псевдо' AB подключением резистора тока с выхода на источник. Так вот - это псевдо AB, ведь при нехватке тока (ток с доп. резистора) не хватит, то схема релейно перейдет в режим B. Это очень экзотический ваиант усилителя и применяеься только вв интегральном исполнении. Например, в той-же LM358.
Пожалуйста, задай вопрос понятнее, я ведь тормоз.

Более чем. Красный сигнал, как я понимаю, выход, так откуда на выходе нормальный сигнал ,если на входе кривее некуда? Компенсируется обратной связью? (а в первом случае нет, т.к. слишком малый ку для такой компенчации, об этом как раз мы и говорили.) Ну собственно сам ответил, пока писал...

Именно это я и имел ввиду.

Так этот довод был бы ясен, если бы был направлен на существование однотактных схем в целом... Но на данном этапе развития науки доказано, что они есть... Просто ведь разница между классом А и АВ только в токе покоя, так что мешает смастерить однотактник АВ.
Так ведь что выплюнет верхний источник, то нижний проглотит, у них же разное направление тока из-за того, что подключены к противоположному напряжению питания, т.е. коли их токи равны, то ничего не остаётся выходному транзистору, он греться почти не должен. Почему идея мне нравится - нет кондеров на выходе, можно подобрать менее мощные более качественные выходники, а кроме того...

... ну зачем в таком случае ИТ в плюс чтобы избавиться от помех, когда он тут же поплзут из минуса, я об этом уже думал. Тогда уж и просто резистор можно поставить в плюс, намотать алюминием катушку и будет достаточной мощи.

Все дальнейшие вопросы обобщу: о полевом транзисторе я знаю только где _примерно_ на его условном обозначении в схеме находятся сток/исток/затвор, больше ничего, расскажи хоть чего-нибудь.