Ээээ неее!
Ты можешь из AB сделать A установив очень большой ток покоя, а вот из однотактного A сделать AB не получится. Впрочем ....... нарисуй схему, поставь применные номиналы (или об'ясни словами - но это _плохо_), тогда обсуждение будет предметным.
Понял. Давай рассмотрим варианты:
1) Эти ИТ полностью идентичны. Раз они генерируют полностью идентичный ток, то напряжение на выходе невозможно определить. Поясню ...
Если полевик полностью открыт, то напряжение сток-исток = 0 (не важно). Какое напряжение будет на выходе? Если рассуждать идеальными параметрами, то 0V и не зависеть от открытости полевика. Знаешь, эта ситуация нами подробно рассмотрена - дифкаскад с ТЗ на выходе помнишь? ... только сверху и снизу стоят неуправляемые ИТ .... что мало меняет физику происходящего.
2) ИТ внизу слабее верхнего. В таком случае верхний ИТ пересилит нижний и на выходе всегда будет +.
3) ИТ внизу сильнее (лучше, если в 2 раза) верхнего ИТ. Тогда полевик будет работать (я бы не сказал это нормальным режимом) и будет регулировать выходное напряжение. Причем, его диапозон будет соответствовать первоначальному режиму без ИТ внизу. Если грубо, нижний ИТ не сможет забрать тот ток, на который расчитан (2 тока верхнего ИТ) и, как следсдтвие, нижний ИТ будет насыщен.
Вообще говоря, подобные полевики (типа КП904) характеризуются максимальным током и напряжением и .... если посмотришь документацию (я могу заблуждаться), во всем соотношении напряжений/токов. Если нет, то для этого применяется другое схемное решение, которое называется 'каскодным включением'. Это не очень простая тема, я могу ее рассказать ...
Зря ты полез в полевики ... ну да ладно.
Я многократно ссылался на Alexx'а, теперь полезу туда-же:
http://people.overclockers.ru/Alexx/record4
Полевые транзисторы называются так потому, что они управляются полем.
Затвор создает электрическое поле над истоком, что вызывает образование канала сток-исток. Чем больше поле, тем толще канал, тем меньше сопротивление. Бывают полевики с встроенным каналом и с индукционным затвором. Первые устарели и не применяются (т'фу на них!), вторые бывают с линейной характеристикой (или почти линейной) зависимостью Vзатвора - Iстока и пороговой. Второй вариант применяется в полевиках для ключевых схем (MOSFET). Эти MOSFET рассматривать не буду, они предназначены для импульсных болков питания и в акустике им делать нечего! Если утрировать, то можно представить MOSFET как биполярный транзистор с Vbe = 4V. Видел симуляцию выходного каскада класса B чуть выше? .... а теперь представь, что там будет не 0.6V, а 4?
Полевики с индукционным затвором могут иметь или не иметь ток при Vзатвора=0, это зависит от технологии и задач при проектировании конкретного типа полевика. Например, для КП904 нормиуется небольшой ток (не помню, порядка 100mA) при 0 на затворе. Если напряжение на затворе увеличивать до 15V, то полевик будет менять свое сопротивление. Вообще говоря, я не прав, говоря про полевики и используя термин 'сопротивление'. Полевики - это ИТ и они могут давать только ток. Конечно, до тех пор, пока не насытятся. Для ИТ это тоже верно - ИТ может выдавать (или принимать) ток только до тех пор, пока напряжение на нем не стане ниже критической. Ты приводил схему ИТ, какое минимальное падение напряжение на твоем ИТ?
1V, я не ошибся?
То-же и с полевиками, они могут генерировать ток и величина этого тока зависит от напряжения на затворе.
Как можешь догадаться, я привел то, что КП904 имеет некоторый ток при Vзатвора=0 .... но если на затвор подать небольшон отрицательное напряжение, то полевик закроется полностью(почти).
Возьми описание на полевик этого класса (КП904), там есть куча графиков.
у меня только бумажный справочник

Да схема всё та же, ЗЕН, но я уже понял ошибку, читая дальше про мою идейку...

... да и про неё понял, прочитав про полевики. Тогда логичный вопрос - что большее зло - конденсатор на выходе, или двухполярное питание? Интересно, а можно ведь очень мощный стабилизатор питания... только ещё дофига мощности потеряем... ну печка.. Тогды другой вопрос - можно ли в одно плечо организовать стабилизацию напряжения, а в другое ИТ, но ведь опять же ещё сколько сгорит КПД на стабилизаторе, ещё столько же на выходнике, ещё столько же на ИТ...

Да собсно у меня тоже только здоровенный справочник.
Ну так что далее, у тебя есть материал, или мне самому вести беседу в любое русло? Есть предложения? ЗЫ: если надо, можно по поводу выбора операционника у Линкса спросить (уж очень просвящён он по этому поводу, да вроде как вообще известный чувак, про него можно найти на "немного звукотехники", у него и схемы есть очень известные).

Двуполярное питание - это нормально, Не нормально - однополярное. А вообще .... если будем разбрасываться - процесс встанет.
(намек)
Не надо переделывать то, что в переделке не нуждается. Та схема и так максимально оптимизорована. Что-то найти 'еще' нельзя.
Тем лучше - открой и посмотри.
хороший вопрос .... Ты уже разобрался в классах? завтра, надо подумать.

Хорошо, по классам всё ясно, можно далее.

что-то не пишется, sorry!
Первый тип выходного касада, 'классический'.

#77

Слева и справа одна и та-же схема, так что нумерацию не менял - так понятнее.
Эта схема очень широко применяется в дискретных усилителях переносных устройств. Усилительным элементом является Q2 в ОЭ, все остальное - выходной каскад, который собран на все том-же двойном эмиттерном повторителе (рассмотрено в предыдущем материале)
Нагрузкой Q2 является резистор R1 и входное сопротивление эмиттерного повторителя Q3 и Q4. Новым, еще не рассмотренным элементом, является Q1 и его переменный резистор R2. В прошлом материале говорили, что для обеспечения класса А в AB, нужно обеспечить небольшое смещение между базами. Вот эти 2 компонента и создают нужное напряжение. Через транзистор Q1 течет ток от резистора R1, а падение напряжения зависит от положения движка R2. Если он стоит в верхнем положении 2-3, то падение будет = 0.6V (транзистор превратился в диод). Если движок двигать вниз, то напряжение будет расти. При среднем положении это будет уже 0.6*2=1.2V и т.д.
Резистор R2 образует делитель, а транзистор пытается поддерживать напряжение 0.6V. Т.о., падение напряжения на Q1 будет равно 0.6V * R2 / Rx
Где Rx = сопротивлению между выводами 1-2. Ну, здесь просто.
Почему схема этого доп. источника делается на транзисторе с его температурной нестабильностью, а не на zener'е? Все просто - надо компенсировать напряжение BE двух транзисторов Q3-Q4, а это напряжение так-же имеет аналогичный термокоэф-т. Т.е. происходит взаимная компенсация термоухода.
Важно - необходимо обеспечить хороший тепловой контакт Q1 с радиатором Q3-Q4, иначе при прогреве будут те нехорошие вещи, о которых говорилось ранее. Кратковременную тепловую неодинаковость устранить нельзя (т.е. при резких сменах уровня громкости будет большой Кг ).
По самому усилителю - его схема очень проста и, в первом приближении, напоминает обычный каскад с ОЭ, где A - база, В - коллектор. Отсюда и принцип расчета непоказанных элементов стабилизации рабочей точки (рассмотрено) и Ку. В качестве h21e надо подставлять h21e{Q2}*h21e{Q3}
(положим, что Q3 и Q4 'похожие' транзисторы. Обычно так и есть.)
Конденсатор на выходе разделяет постоянный и переменный сигнал.
У этой схемы есть недостаток - при возрастании амплитуды выходного сигнала, например в +, нужен все бОльший ток в базу Q3 (раз растет его ток эмиттера), а все, что есть - это R1. Т.о., выходное напряжение в + будет всегда меньше питания из-за R1, что крайне неприятно!
Вот еслиб можно было менять напряжение на верхнем выводе R1 так-же, как и выходное напряжения --- тогда бы R1 не ограничивал выходное напряжение.
Вроде-бы, откуда взять бОльшее напряжение, если у нас только один источник? Выход есть - применить вольтдобавку.
Переходим к правой схеме. Отличий от левой почти нет, кроме того, что появился конденсатор (обрати внимание - электролитический) с выхода на поделенный резистор R1. Принято этот резистор делить пополам.
В статическом состоянии (без сигнала) конденсатор не оказывает влияния на схему и можно просчитать напряжения на схеме (попробуй сам, если интересно). Когда появляется сигнал, например в +, то начинает рости напряжение в точке в B, что вызовет аналогичный рост напряжения в точке соединения R1a-R1b-C2. Еще раз напоминаю - это электролитический конденсатор и достаточно большой величины, что означает неизменяемость напряжения на этом конденсаторе при работе.
Раз на этом конденсаторе не меняется, то и напряжение на R1a меняться не будет. К этому и стремились, цель достигнута.

Емкость конденсатора C2 выбирается из низшей частоты рабочего диапозона и суммарного резистора R1b|R1a - ведь он определяет частоту среза RC.
Формула стандартная, уже несколько раз приводил. какая?
Вопросы на понимание:
- какой номинал у переменного резистора R2, если R1 = 1Kom, V=+10V, нижняя частота 20Hz (рассуждай, уверен что ответишь неправильно )
- если R1 =1KOm для левой схемы, то какой номинал его (R1a R1b) для правой схемы? какая мощность этих резисторов?
Какой номинал у C2, его рабочее напряжение? (рабочее напряжение вычисляется 'без сигнала')
пока будем разбираться с этим, Ok?

Вопрос только один чтобы всё посчитать - эти транзистор и резистор смещением определяют ток баз выходников, так чтобы определить этот ток нужно ещё и сопротивление, это сопротивление равно Rt||R между 1-2? Кроме того это сопротивление приплюсуется к R1 для отрицательной полуволны и сыграет роль фильтра, т.е. значение должно быть достаточно мало, чтобы не внести больших изменений.

Вообще говоря, Rt здесь не при чем. Чистый Rt применяется только в схеме ОБ или диодном включении(да и то 'утрировано'). Во всех остальных случаях для входного сопротивления должна фигурировать Rt*h21e.
Если быть честным, то R2 подключена параллельно _двум_ входным сопротивлениям транзисторов (они же последовательно)
Не забывай - резистор управляет транзистором Q1. Это ключевой момент, не упускай.

Ответов я так и не получил, ты меня ещё больше запутал

Давай помедленее: в каком бы положении не был движок, сопротивление между контактами 2-3 шунтируется переходом коллектор - база транзистора Q2 {да/нет, почему}
Разве, не верно утверждение, что какое бы не было сопротивление между эмитером и базой, переход останется 0,6в? Тогда не верно предыдущее.
И ещё момент - верно ли утверждение, что ток баз выходных транзисторов течёт через переход коллектор-эмитер транзистора Q2. Соответственно через точки 2-3 переменного резистора подаётся управляющий ток на базу Q2. Ток коллектора в h21e раз больше, значит транзистор определяет ток покоя, резистор лишь управляет элементом. Напряжение на коллекторе определяется тем самым резистивным делителем. Теперь похоже на правду, но всё же как же тогда найти ток баз?

Да неее, просто глупость сказал ...
Транзистор может управлять CE, а уж тем более не CB.
Напряжение BE всегда 0.6V, значит при перемещении движка это напряжение будет постоянным (точнее - будет стараться оставаться таким).
Что такое переменный резистор? ... условно говоря, это два последовательных резистора с отводом от точки их соединения. BE транзистора подключена к нижней части (читай - нижнему резистору), значит можно посчитать напряжение на верхней части переменного резистора(читай - верхнего резистора). Короче, элементарная пропорция.
Ok!
Мне трудно проследить 'предыдущее'. ... оно как-то слабо логично.
Ну, сам смотри:
- есть резистивный делитель из 2х резисторов. Rh вверху и Rl внизу.
- их суммарное сопротивление = const
- напряжение на Rl = const = 0.6V
--- как будет меняться напряжение на Rh, при изменении Rl? (учти 3 приведенных условия)
и да и нет - зависит от того - какой транзистор и какая полуволна, + или -. Раз'яснить подробно? (вроде, там просто)
!! !!!

ну где же найти нофелет?
Это усилитель класса AB, значит ты _знаешь_ ток режима A. Ну вот - тебе известен ток коллектора (эмиттера) выходных транзисторов, а значит и все остальное. только не спрашивай, какой ток брать - я же задал условия - носимая аппаратура, требования к току строгие .... но и качество хотелось бы.

Как это я его знаю, если он устанавливается этой ручкой регуляции? Если я должен взять желаемый выходной ток и разделить его на H21e, то это легко, но ведь именно резистор задаёт этот ток! Чтобы посчитать по закону Ома нужно две величины, а у нас сейчас только ток. Ну всё,что приходит в голову - разделить на h21e Q2 и узнать его базовый ток, т.е. ток через делитель, найти сопротивление между 1-2, т.к. есть и ток и падение 0,6в, а потом точно такое же между 2-3, ну так слишком много неизвестных, но можно будет подкрутить... Нет, что-то мне это не нравится. Не так.

... не забывай - у тебя задан номинал R1 (а, значит, и ток через этот 'доп. источник' на Q1).
И ..... ты лучше начни с конца (с тока покоя) и начинай подставлять цифры, все 'сойдется', неопределенных параметров не будет.

Попробуем... Ток покоя пусть 30ма, для простоты счёта, ток баз выходников - 1ма (30ма/30), тогда падение на R1=1в, значит на другом его контакте 9в. Ток базы Q2 - 10ua (1ма/100), тогда номинал 2-3=600мв/0.01ма)=60кОм, мало похоже на правду, но тогда и 1-2=60кОм, все резюк 120кОм. Это точно не правильно, я это вижу. R1 - что он есть, что его нету, фсё одно получилось, и неспроста ты диапазон указал, а я и не коснулся его. Кроме того я просто подгоняю сопротивления под падение 1,2в. Опять же не хватает данных. И какой же источник R1, если у него постоянная величина только сопротивление.

как говорится - мысль шла(правильно), шла и ушла
пока все верно
Как максимально - да, но все равно неверно. Не забывай, ты смотришь на усилитель, а не один каскад. Усилитель должен быть расчитан для 'нормального' режима, когда нет входного сигнала. При чем здесь 9V на R1? Подумай, какое напряжение будет на нижнем конце R1?
неа, но ... сам поймешь, вначале надо выставить рабочие напряжения. Вообще говоря - прошу, ПОЯСНИ, откуда ты взял 1mA???
Я не понял твоего тогда, честно. Перед 'считать' надо 'думать' {помнишь, именно на такой последовательности действий сошлись при анализе дифкаскада с ТЗ}
потому и мало. Вообще говоря, при 'странностях' всегда надо прервать анализ и пойти другим путем.
То, что позже написано - следствие ошибки, допущенной тобою ранее, ключевой ошибки - ты не выставил напряжения для нормального режима, а это надо сделать в первую очередь.
Подскажу - вначале надо поставить правильное напряжение на выходе ....
Опять же ошибка. Резистор R2 что должен делать? - он должен ... ну? - он должен делить напряжение на базе Q1. Ток через него - 'вторичный' параметр. Весь ток идет не через R2, а через Q1 --- ведь именно он является регулятором.

Тогда только такое, какое выставит смещение, а 9в - ограничение.

Так если ток коллектора выходных транзисторов 30ма, то ток базы при h21e=30 равен 1ма.

Хорошо ставим на выходе нолик, так как себя поведут выходники? во-первых у них же напряжение переходов фиксировано, а как тогда мы меняем напряжение между базами? И ещё один важный момент ,на который ты не ответил в предыдущем материале - упустил наверное: если два транзистора (имеются ввиду npn и pnp) просто без всякой обвязки включить как эмитерные повторители и эмитеры соединить, то каков будет потенциал между базами? Ноль или 2BE??? Как я понимаю, в данном случае именно 1,2в. Тогда и на другом конце R1 на самом деле 0,6в.
Отсюда получается, что сопротивление между 1-2 равно 2-3. Его нужно определить при помощи тока базы Q1 (именно его я имел ввиду, говоря про Q2) только вот далее если действовать так же, то и результат будет тот же.

про отношение 1-2 и 2-3 правильно, а вот рабочую точку усилителя ты выставил неправильно ... потому и рассуждения ошибочны.
Давай попробуем еще раз? ...
Услилитель питается от одного напряжения 10V, значит какое напряжение будет на выходе (точка B)без подачи звука? тебе бы в артиллеристы идти - первый твой вариант был 'все питание', сейчас 0, 'а если подумать'? Давай, немного уже осталось.

Так я думал, что питание двухполярное, +-10в, уж до таких глупостей не дошёл бы. Ну тогда на базах 5,6 и 4,4в.

Так мои предыдущие посты уже содержат ответ, с поправкой того, что я написал, он не меняется! Я повторю поподробнее чтобы было видно, где я напортачил. Чтобы вызвать ток коллектора транзистора Q2 1ма нужно подать на базу ток в h21e раз меньше, а h21e пусть будет равен 50, в прошлый раз я брал 100, но вроде кт815 не такой уж маломощный. Деля 1ма на 50 получаем 20ua, это ток, который нам нужен через базу транзистора. Падение с коллектора до базы - 0,6в, потом с базы до эмитера 0,6в, всё равно где считать, получается весь переменник 60кОм и регулятор в среднее положение. Но я где-то наврал ведь, в реальных схемах больше килоома я не видел.

Добавлено спустя 13 минут, 25 секунд:

Ну как ты сказал, по половинке - 0,5кОм. На одном их конце 10в, на другом - 5,6, падение 2,2в на каждый, ток - 1ма, рассеивается - мизерное кол-во тепла, мощность можно взять 0,125. Напряжение в точке соединения - 7,8в, это и есть рабочее напряжение кондёра. Его ёмкость - 6FR, R=0.5||0,5=0,25кОм, C=33мкф.

твои рассуждения и расчеты посмотрю позже, пока новый материал

Построение выходного каскада.
Выходной каскад класса А рассматривать не буду, это, зачастую, обычный каскад ОЭ с cложной нагрузкой, зачастую ИТ или трансформатор. Т.о., интерес представляет класс AB. Для малого сигнала этот усилитель (точнее - выходной каскад) работаеn в классе А и только при некоторой амплитуде переходит в B. Класс B подразумевает, что нагрузка подключается к источнику питания через некоторый регулирующий элемент, который стабилизирует напряжение (для обычных усилителей) или ток(для усилителей тока) на выходе, т .е. нагрузке. Естественно, для положительной и отрицательной полуволны нужны два одинаковых каскада - в + и - напряжение питания. Это значит, что схема должна быть симметрична. Обычно, так и есть, ведь всякая несимметрия схемы потенциально является источником четных гармоник ... что недопустино.
Условно, + канал изоборажается выше, а - ниже. Ради наглядности, я буду рассматривать - канал, + полностью зеркален ему.

Для начала, несколько вариаций на тему 'эмиттерный повторитель':
#77
Хоть внешне схемы и разные, но это все один и тот-же эмиттерный повторитель. Поясню:

Левая схема - стандартный двухкаскадный ОК, заслуживает внимания только резистор R1. Вроде-бы, зачем? ... это очень важный момент и на это надо обращать внимание при разработке (анализе) схемы - НИКОГДА нельзя оставлять базу болтающуюся в воздухе!!
Настолько важный момент, что повторю - !НИКОГДА!
Здесь вот в чем дело - когда нужно 'тянуть' нагрузку к -, то через транзисторы течет ток, а когда в +, то тока через них нет. Раз тока нет, то база Q2 оказывается 'брошенной'. Увы, не пустяк - когда тразистор Q2 нагреется (у усилителя ведь КПД не 100%), то у него сильно возрастет ток утечки CB что вызовет ток коллектора в h21e раз больше. Чтоб этого не происходило, меду BE ставят резистор таким номиналом, чтоб при максимальном токе утечки Q2 напряжение на его базе не привысило 0.6V. Т.е., чтоб этот вредоностный ток еще небыл усилен в h21e раз. Прошу никогда не забывать о таких пустяках!

Средняя схема - все тот-же эмиттерный повторитель, только в ином варианте.
Первый каскад Q3 это вроде-бы ОК, второй - ОЭ. Я не зря написал 'вроде-бы'....
Очень хочется так считать, но это неверно - судить надо по тому, как подключен
источник сигнала и как подключен выход. Для Q3 выходом является Q4, а не Rn, как кажется. Если приглядеться, то каскад на Q3 представляет собой ОЭ, с нагрузкой R2 (и база Q4) и эмиттерным резистором Rn. Ку такого каскада очень велико и, в первом приближении, равно h21e. {remark: дело в очень низком вх. сопротивлении Q4}. Каскад на Q4 работает аналогично. Выходит, это два каскада ОЭ ОЭ с суммарном Ку = h21e*h21e. Но .... у этого усилительного каскада 100%-ная ООС, ведь коллектор Q4 (читай выход) соединен с эмиттером Q3. Результат - Ку по току такого каскада = h21e*h21e, а Ку по напряжению = 1. Т.о., 'внешне' такой каскад выглядит как левая схема. Вроде бы - зачем городить огород, если есть проверенная левая схема? Есть от чего - эта схема требует компенсирующего напряжения 2*BE, а не 4*BE как левая. Кроме того, термокомпенсируется только один каскад (Q3 и его копия + канала), а не два каскада, как в левой схеме. Ну, в самом деле, транзисторы греются по разному и нельзя к всем подходить с общим принципом стабилизации напряжения.
Еще одно пожелание к разработке - используй только однородные стабилизации.
Ступени Q3 и Q4 не однородны, у них разные тепловые характеристики (нагрев Q3 меньше зависит от характера нагрузки). Про резистор R2 те-же рассуждения, что и про R1 в левой - настоятельно прошу обратить внимание!!!!

Правая схема .... почти ничем не отличается от средней, только между каскадами не 100%-ая ООС, что вызывает усиление сигнала на выходном каскаде. Большого усиления таким образом не хотят получить, ведь при этом падает степень усиления по току. Подобное построение используют в том случае, если предыдущий усилительный каскад не может обеспечить нужную амплитуду сигнала и требуется небольшое усиление. Резисторы R3 R4 задают Кос. Если R3=0, то схема превращается в стеднюю. Обычно, Кос порядка 2...4, не больше.

#77

Следующий вопрос - как обеспечить стабильное напряжение смещения BE в выходном каскаде? Рассмотрю 2 варианта, 'классический' и с параметрической стабилизацией. У каждой
есть достоинства и недостатки...
О левой схеме все сказано ранее, напряжение компенсируется стециальным стабилизатором на Q1 с 'нужным' тепловым коэф-том. Для данной схемы надо стабилизировать 2*2*BE или примерно 2.4V. Это уже значительная величина. (еще раз напомню о нужности R2!)

Правая схема - параметрическая стабилизация. Этот вопрос уже рассматривался при анализе LM358. Каскад на Q1 (ОК) повторяет входной сигнал, но немного его сдвигает на BE. Это крайне важно, ведь последующий каскад на Q2 (так-же ОК) то-же сдвигает выходной сигнал на BE, но в другую сторону и происходит параметрическая стабилизация. Если грубо, то напряжение на выходе и напряжение на входе будут всегда равны и какой-либо компенсации не требуется. Вообще говоря, есть еще одна рекомендация - при разработке надо всячески бояться элементов настройки, ведь то, что настраивается - то и расстраивается. Если только есть такая возможность - не ставь подстроечных элементов!
В этой схеме нарисован R2, но такое решение очень плохо. При чина этого рассмотрена чуть ранее и предлагалось ставить 2 резистора с конденсатором. Один резистор нарисован только для простоты понимания.
Вопрос на понимание - нужен ли в этой схеме резистор B-E Q2?
На схеме условно нарисован диод. Его смысл вот в чем - усилитель обязан сохранить работоспособность и на половинном сопротивлении нагрузки (условие грамотного роектирования), а номинал R2(точнее его эквивалентная схема) расчитывается для нормальной нагрузки и при перегрузке тока в базу Q2 уже не хватит. Чтоб схема хоть как-то работала ставится этот диод. Он превращает схему в ОК ОК для противоположных транзисторов типа Q1низ - Q2верх и Q1верх-Q2низ. Да, Кг сильно возрастут .... но лучше сностные Кг, чем тупое ограничение сигнала. Напомню - это происходит только при очень_большом_ сигнале и тогда падение BE не вызывают столь сильного деструктивного момента.

Достоинства - недостатки этих схем:
Стандартная(левая) схема требует компенсационной схемы, причем не очень ясно, ЧТО нужно компенсировать - то-ли входной каскад на Q2, то-ли выходной Q3. Плюс к тому, ток через Q1 (стабилизатор этого напряжения) не есть постоянная величина, а напряжение _надо_ удерживать постоянным. Увы, его параметры всегда 'не удовлетворительны', что порождает дополнительные четные гармоники, ведь он вносит несимметрию в схему. Короче - я бы не советовал применять похожие решения.
У параметрической схемы(правая) есть недостатки - схема обеспечения тока R2 (точне ее эквивалент) имеет сложное решение и потребляет порядочный ток. Ток через него должен быть как максимум в h21e раз меньше тока нагрузки, ведь он задает максимальный ток базы выходного Q2. Это вызывает дополнительные потери тепла, ведь в стандартной схеме этого нет. Усугубляет дело то, что Q1 сам требует ток для своей работы. Напряжение BE не чистый пороговый элемент и оно меняется от тока. Т.о., ток через R2 не так уж сильно отличается от максимального тока нагрузки, примерно в 10 раз. Если учесть, что таких 'половиной' две, вторая в + питании, то суммарные потери будут уже порядка 1/5 максимальной мощности нагрузки. Причем, эта мощность будет будет рассеиваться всегда и 'проосто так', т.е. не попадая в нагрузку. Хорошим вариантом была-бы замена R2 на ИТ но такой, чтоб его ток увеличивался при уменьшении напряжении на нем. Для ИТ сделать не сложно. {подумай }
Достоинства понятны - нет особых проблем с обеспечением тока покоя, если все транзисторы на общем радиаторе. Обычно так и есть, ведь Q1 рассеивает до четверти от общей мощности. При всех недостатках параметрической стабилизации я бы рекомендовал ее - качество важнее.

Коммутационные искажения и согласование с проводами.
Выходной каскад на транзисторах обладает таким неприятным моментом, как коммутационными искажениями. На рисунке две схемы, синяя черта отделяет упрощенную схему выходного каскада от нагрузки.
#77

Левая схема.
При сильном упрощении, если динамик подключен не напрямую к усилителю, а используется провода, то динамик приобретает паразитные элементы в виде индуктивности проводов (не показано) и емкости проводов. Выходной каскад строится по ОК (или не ОК, но, по сути, является ОК) и схема изображена весьма условно. Сейчас это не важно. Дело в том, что любой транзистор два параметра - время включения (время от подачи тока в базу до возникновения заданного тока) и время вЫключения(процесс зеркально аналогичен). Неприятность в том, что это время велико и, особо неприятно - время вЫключения много больше времени включения. В последующих рассуждениях не буду упоминать о времени включения, оно несопостовимо меньше.
Так вот, возвращаемся к левой схеме ....
Когда нет сигнала оба транзистоора проводят маленький ток, при маленьком сигнале (пока ток не уменьшается до 0) схема работает нормально, а вот при переходе в класс B один транзистор всегда закрыт, второй всегда открыт (во время соответствующей полуволны). Допустим, сигнал большой и переходит через 0V (например из + в -)....
Ток транзистора Q1 уменьшается, при достижении 0V начинает открываться Q2, но Q1 еще не выключился! Т.о., Q2 вначале должен 'пересилить' ток, оставшийся в Q1 (который падает, но не мгновенно). На это 'пересиливание' нужен ток, т.е. нужно 'потерять' Ку. Раз потеря Ку, причем нелинейная, то возрастание Кг неизбежно! Так и есть, эти коммутационные потери очень сильно портят сигнал на высших частотах(что усугубляется паразитной емкостью нагрузки). Увы, искажения на высших частотах, которые не очень и заметны на слух, неизбежно порождают интермодуляционные искажения, которые есть зло. Субгармоники очень заметны. Потому в выходном каскаде хорошо-бы ставить высокочастотные транзисторы. Но ... но увы, и с ними беда - очень любят возбуждаться в радиочастотном диаподоне. Методика борьбы здесь одна и она очевидна - необходимо построить схему так, чтоб ни в какой момент времени ток через выходной транзистор не был = 0. Схемное решение весьма сложно, потому не привожу здесь.

Правая схема значительно проще в понимании - это схема согласования с нагрузкой, в обязательном порядке ставится в любой усилитель. Про элементы Cd и Rd позже. Индуктивность L1 устраняет вредоностное действие паразитной емкости проводки и самого динамика. На высших частотах эта емкость может вызвать даже больший ток, чем сам динамик, что вызовет перегрузку усилителя. Кроме того, лишняя нагрузка, к тому-же с 'нелинейными' параметрами вряд-ли улучшит качество звучания. Если вспомнить, что Ку любого усилителя падает с ростом частоты (обеспечение устойчивости), то эти лишние придатки ЯВНО ЗЛО! Для того, чтоб нивелировать емкость и ставится последовательная индуктивность. Ее индуктивность определяется из высшей рабочей частоты усилителя и сопротивлении нагрузки. (обычно, ее можно не считать, а взять из других усилителей такого-же типа и класса). Хорошо, эта индуктивность 'отключает' нагрузку на высоких частотах, но усилитель расчитан на работы с некоторой 'оммической' нагрузкой и подобное 'отсоединение' крайне отрицательно скажется на устойчивости усилителя. Значит, надо поставить демпфирующую цепочку так, чтоб сопротивление нагрузки не менялось. Это и делается элементами Rd Cd.
Емкость Cd считается из индукивности и сопротивления нагрузки, обычно = 0.1uF
Резистор Rd по странному стечению обстоятельств всегда равен сопротивлению нагрузки.
вопросы?

Так он ещё и обратной связью будет? Да, и номинал рассчитывается из соображений при N токе покоя сделать падение меньше 0,в чтобы транзистор не открылся, но чем меньше номинал, тем больше глубина ООС, тем меньше Ку.

Нет, так не кажется, видно, и видно, что в данном случае Ку/Кос приравнивается к 1. По этой причине схема не применима в реальных условиях, в отличие от следующей, где добавлен делитель Кос. Мелочь, которую не хочется пропускать - почему в левой схеме ООС через резистор, а в правой через делитель. Что обуславливает выбор в реальных условиях, или там всегда делитель, а левая схема приведена лишь для донесения общих тенденций?

Говорить, так говорить... Ну здесь тогда это уже никак не касается ООС, но помнишь, как-то мы акцентировали внимание, что сигнал, подающийся на бызе возникает и на коллекторе, и на эмитере, поэтому ты тогда сигнал для ООС взял не с выхода, но ведь в данном случае у нас на эмитере питание, так там всё равно будет сигнал, только в уровнем по постоянке большим? Ой, в у нас же только полуволна, т.е. при макс. возможном размахе сигнала (по питанию) на эмитере так же будет скакать напряжение с нуля до питания? Что-то мне подсказывает, что нет...

Дальше - позже

Добавлено спустя 3 часа, 34 минуты, 39 секунд:

А зачем, схема однотактная, база нигде не висит, режим задан, ток покоя постоянный, транзистор всё время открыт, нафиг не нужен резистор. Хотя нет, камбала меня в пятку, это он задаёт ток покоя... хотя что же определяет падение на нём тогда... Нет, схема просто не дорисована т.к. этот момент видимо не важен. Кроме того он увеличивает входное Q1, что положительно.

Ну так схема однотактная, в класс В не перейдёшь, пики сигнала отрубятся.

Не погоди, так она не однотактная, просто Q1 параллельно в половинках врублены. Подвергнем анализу снова.


Кроме того ещё одна ошибка моя - резистор B-E, а не В-С. И зачем он там? Если имеетс ввиду R2 с левой схемы, то тут есть свой R2 .

Не думаю, что это так нужно мне. К чему усложнять схему.

Щас... {сдвинул брови и нахмурился}... Для переменного сигнала чтобы ток менялся? Так подать на базу транзистора ИТ (ИТ из транзистора и резистора эмитер - питание) и падение на резисторе будет формироваться разницей между сигналом и питанием. Малый сигнал - большое падение и большой ток...
Я ж говорил, надо однотактную .